摘 要： DC⁃DC变换器在电⁃氢转换中起着至关重要的作用。降压比高、电流纹波小、成本低的二次降压变换器作为制氢电源具备一定优势，但电路中功率器件的电压、电流应力大，存在较高的开关损耗，需要设计软开关电路以提高制氢电源的电能传输效率。依据级联型Buck电路的工作特性，文中提出一种基于谐振软开关原理的辅助电路，实现主开关零电流开关（ZCS）和零电压转换（ZVT）。利用Matlab/Simulink分析该软开关电路的工作原理，并完成参数设计与器件选配，在PSpice环境下验证了实验结果与理论分析的一致性。实验结果表明，与传统硬开关电路相比，所设计的辅助软开关电路开关损耗降低80%，变换器效率提升14%~15%。证明该电路可实现无附加检测单元、宽频率与宽占空比调节范围、全功率区间内所有功率器件的ZCS/ZVT⁃PWM软开关运行，方法可行、有效。

关键词： 制氢电源； 二次降压变换器； 开关损耗； 软开关； ZCS； ZVT； Simulink； PSpice

0 引 言

在应对能源短缺和可持续发展的挑战中，脱碳减排、绿色环保的能源体系成为了全球关注的焦点。氢能作为一种清洁、高效的能源载体，在新能源储能领域的重要性日益凸显，已成为构建新型电力系统的重要技术支撑[1]。目前获得绿氢的有效途径是新能源电解水制氢，而制氢中的关键部件是制氢电源，满足高降压比、大电流、低纹波、高效率、低成本等需求的二次降压变换器具有应用于制氢电源的潜质[2⁃3]。

可再生能源应用中，为了减小非隔离DC⁃DC 变换器的体积和质量，需要较高的开关频率和较大的电压、电流。但高频、高压、大电流会对开关器件（功率开关管和功率二极管）造成严重的开关损耗，这也是非隔离DC⁃DC变换器的主要损耗。开关损耗不仅会影响效率、增加散热负担，还会产生电磁干扰和谐波污染，影响变换器整体性能[4⁃7]。因此，作为制氢电源的二次降压变换器，其开关损耗成为制约制氢效率的关键因素[8]。

采用具有更低导通电阻的快速开关器件（如SiC器件）的方法并不能消除开关损耗[9]，而降低开关频率的方式会增加滤波器设计难度[10⁃11]，并影响系统的动态响应性能。在开关过程中减少甚至消除电压、电流重叠区域的软开关是降损的重要技术[12⁃13]。

早期的软开关技术分为零电压开关（Zero⁃Voltage Switching, ZVS）和零电流开关（Zero⁃Current Switching,ZCS）。随着软开关技术的发展，不但要考虑软开关，还需要考虑功率器件电压电流应力。因此，出现了零电压转换（Zero⁃Voltage Transition, ZVT）和零电流转换（Zero⁃Current Transition, ZCT）[14⁃16]。文献[17⁃18]实现了Buck电路主辅功率器件的软开关通断，但开关管导通时刻需要检测谐振电感电流或电容电压，增加了检测成本和程序内存消耗。文献[19]研究了Buck 与Cuk 集成的DC⁃DC变换器软开关电路，运用了大量的无源元件和辅助二极管，导致电路复杂、成本提高。文献[20]在同步Buck 变换器中引入LC 谐振电路来实现开关管ZVS 通断。但其谐振频率一旦确定，开关频率则基本固定下来，并且限制了占空比的调节范围。文献[21]研究了一种Buck⁃Boost变换器的零电流开通和零电压关断软开关谐振单元，但此电路只能应用于非连续工作模式下，并且软开关单元中的能量无法向后级传递，只能通过附加的电阻消耗，存在一定的缺陷。文献[22⁃23]针对Buck 电路设计的谐振软开关单元，实现了开关管软开关通断。但文献[22]的主辅开关管在导通过程中承受的电流应力大；文献[23]的主开关电流、电压应力均增加，并且电压应力随着主开关导通时间的增加而增加。文献[24]通过在Buck电路主开关管上并联二极管和谐振电容，实现了开关管零电压通断，减小了主开关管的电压应力。但此变换器为非全功率器件软开关，其辅助开关管关断和辅助二极管导通为硬开关。

虽然现有的Buck 型软开关变换器已经非常丰富，但是针对特殊应用的储能DC⁃DC变换器，如多相、多电平、级联DC⁃DC 变换器等的软开关技术缺乏足够的研究[25]。其中二次降压变换器属于级联型Buck DC⁃DC变换器，其后级电路结构与Buck电路相同，但由于后级电路电流的单向性，不易实现零电压开通。故以上Buck型软开关辅助电路不能直接移植，同时还需考虑前级电路的功率二极管软开关问题。目前针对二次降压型软开关电路设计较少，文献[26]提出开关管零电流开通和零电压关断，但该方法存在主开关管关断后电压应力增加，未考虑前级二极管软开关的问题，且软开关谐振电流会流经输出滤波电容，影响输出电压的稳定性。文献[27]提出主辅开关管软开关通断（ZCS/ZVS），未增加主开关电压电流应力。但主开关导通与辅助开关关断的时刻需要检测电路状态，占空比大小与辅助开关管导通时间和主辅开关管共同导通时间有关，不能清晰确定，且同样存在未考虑前级二极管软开关的问题。

本文针对应用于制氢电源的二次降压变换器，提出无状态检测的谐振型全功率器件全程软开关网络电路，通过Matlab/Simulink仿真分析电路原理，并设计软开关网络参数；最后利用PSpice软件验证了电路原理与理论分析的一致性及降损率，证明了软开关网络的可行性及有效性。

1 主电路拓扑与工作原理

二次降压变换器的拓扑结构如图1a）所示。输入端与主开关管间的电路为前级，主开关管与输出端间的电路为后级。

图1b）、图1c）分别是开关管Q1 处于开通和关断状态的电路模态。当Q1 开通时，输入电源Vin 与前级电容C1经二极管D1同时向后级电路传输能量，前级电感L1与后级电感L2处于充电状态；当Q1关断时，前级电感L1通过前级二极管D2 给电容C1 充电，后级电感L2 通过续流二极管D3给负载提供电流。根据电感伏⁃秒平衡原理，得到级间和输入输出电压变比的关系式为：

式中DQ1为主开关管Q1的占空比。通过图1b）、图1c）的节点1和节点2，根据电容安⁃秒平衡原理，得到电感电流iL1、iL2 的关系式为：

式中Io 为输出负载电流。输出电流纹波表达式为：

式中fSW 为开关频率。

电路中各功率器件的电流、电压应力见表1。

可见，该二次降压变换器相较于传统Buck 电路具有利于制氢应用场景的更高降压比和更低电流纹波。但主开关管电压应力增大，随着开关频率的增加，开关损耗将越大；且二极管的数量是传统Buck电路的3倍，也会增大开关损耗。文中为了降低功率器件损耗，设计二次降压变换器软开关电路。

2 软开关网络电路设计

为了降低因电压、电流应力带来的开关损耗，提升电路的传输效率，提出在二次降压变换器中加入软开关网络。为了实现前级二极管D1、D2软开关，可以在二极管两端或级间并联辅助电容，实现D1、D2零电压通断。考虑到电路的级联结构，主开关管Q1关断前，前级电感L1通过Q1向后级传输电流，后级电路无法通过Q1向前级提供电流，难以实现零电流关断及产生反向电流的零电压关断。考虑可在主开关管漏源极两端分别接入电容来实现零电压关断。鉴于此，围绕主开关管Q1，通过电感、电容的谐振电路来实现零电流、零电压的导通或关断，并可借助谐振电容为后级续流二极管D3零电压导通提供条件。为保证开关状态重复性及灵活自主性，需在软开关网络中引入辅助有源开关，同时还应考虑满足主开关器件无额外电压电流应力的ZCT/ZVT电路功能。

根据上述思路，设计基于二次降压变换器的软开关网络电路，如图2虚线框所示。辅助电容CD2并联在前级二极管D2两端，辅助电容C3并联于前级输出端，辅助谐振电感Lr与主开关Q1串联，并与辅助谐振电容Cr1、Cr2（Cr1=Cr2）和辅助二极管Dr1、Dr2辅助开关Qr构成谐振网络。

2.1 二次降压变换器软开关分析

二次降压变换器工作在稳态下，输入电压Vin恒定，负载电流为Io。滤波电感L2足够大，故在一个开关周期内，电流iL2可视为恒流Io。谐振电感Lr远小于L2，前级辅助电容CD2、C3远小于C1。在Matlab/Simulink 软件仿真下，基于软开关电路的二次降压变换器各功率器件的电压、电流时序波形如图3所示。一个开关周期可分为10个模态。

模态1[t0，t1）：该模态下的电路工作状态如图4a）所示。在t0时刻之前，即模态10结束之前的状态，主开关管Q1 和辅助开关管Qr 处于关断状态，输出滤波电感L2电流iL2 通过D3续流，负载电流Io由L2提供。前级电感L1给前级电容C1充电电流为iL1。辅助电容C3电压维持在Vin（1+DQ1）。后级谐振电容Cr1 和Cr2 电压为0。在t0 时刻，Q1开通，连接了电路的前级与后级，电源纳入给负载传输能量的回路中。由于电感L1与L2较大，其电流仍在原回路中续流，电源输出电流iin等于辅助谐振电感Lr的电流iLr，从0逐渐增大。因此，与电感Lr串联的主开关管Q1利用电感器降低电流上升速率，实现了Q1零电流开通（ZCS⁃on）。随着iin增大，直到t1时刻，iLr 与iL1 相等，电感L1给电容C1的充电电流降为0，前级功率二极管D2零电流关断（ZCS⁃off）。由于iLr<io，后级D3仍承载部分输出电流。

模态2[t1，t2）：该模态如图4b）所示。t1时刻，前级电感L1电流iL1 与辅助谐振电感Lr电流iLr 相同，Lr处于储能状态，需要不断增大电流，而L1处于放电的状态，电源Vin无法经L1提供增大的电流，但可通过CD2和C1的串联支路提供，导致CD2充电，C1放电。同时，CD2、C1和辅助电容C3及电源Vin构成电压回路，由于C1较大，电压基本维持VinDQ1不变，在满足回路KVL约束下，CD2充电电压增大，C3 则向后级放电，电压减小。当CD2电压为VCD2=VinDQ1时，L1 由放电转为吸收电源能量的状态。t2 时刻，CD2充电到Vin，同时C3放电到电压VinDQ1，该模态结束。此模态中，电感Lr与电容C3、CD2、C1串联支路分别发生谐振，实现了能量向负载传递。

该模态中，Lr的电流为：

图4b）中节点2的电流方程为：

模态3[t2，t3）：该模态如图4c）所示。t2时刻，辅助电容C3 与前级电容C1 电压相等，前级二极管D1 零电压导通（ZVS⁃on），电容C1 与辅助谐振电感Lr发生谐振，继续维持C1放电状态，电流iLr 继续上升，导致后级续流二极管D3电流下降。此模态一直持续到iLr 上升至Io，即二极管D3电流减小到零为止。

在该模态下Lr的电流为：

模态4[t3，t4）：该模态如图4d）所示。t3时刻，iLr 仍不断增加，辅助开关管Qr的体二极管正向偏置导通（ZCS⁃on），形成Lr与Cr1、Cr2串联谐振支路，后级续流二极管D3承受反向电压。当经过半个谐振周期，电流iLr 再次到Io时，谐振电容Cr1、Cr2电流为0，uCr 达到最大值，uCr 被辅助开关管Qr的体二极管钳位，谐振结束。此时，Qr的体二极管零电流（ZCS⁃off）关断。

此模态下，Lr 与Cr1、Cr2 的串联谐振支路Cr1=Cr2=Cr，其谐振电压和谐振电流方程为：

模态5[t4，t5）：该模态如图4e）所示。t4时刻，辅助开关管Qr 的体二极管关断后，Lr、Cr1、Cr2 停止串联谐振，Lr电流为iLr=Io。该模态下，与Q1 漏极相连的辅助电容C3电压为VinDQ1，Cr2 电压也为VinDQ1，且通过后级辅助二极管Dr1连接于Q1源极，Dr1电压为0，为主开关Q1零电压关断提供了条件。该状态一直持续到主开关管Q1关断信号的到来。

模态6[t5，t6）：该模态下的电路工作状态如图4f）所示。在t5时刻主开关管Q1关断的同时，辅助开关管Qr开通。辅助二极管Dr1 零电压导通（ZVS⁃on），与之相连的主开关管Q1 零电压关断（ZVT⁃off）。Q1 关断后，前级形成了两个充放电回路，一个是由L1与C1、CD2构成的L1、C1充电、CD2放电的回路，另一个是由L1 与C3、电源Vin 构成的充电回路。

后级电路形成了两个放电回路：一个是由谐振电感Lr与电容Cr2、输出滤波电感L2 的放电回路，另一个是由电容Cr1和Cr2、电感L2的放电回路。t6时刻，谐振电感电流iLr 从Io降低到0时，该模态结束。

在此模态下，iLr （t5）=Io，uCr1 (t5 ) = VinDQ1，由Cr1、Dr1、Lr和Qr构成谐振回路的电压电流方程为：

将模态6持续的时间代入式（10），得到t6 时刻电容Cr2电压为：

模态7[t6，t7）：该模态如图5a）所示。t6 时刻电流iLr从Io 谐振衰减到0，二极管Dr1 实现零电流关断（ZCS⁃off）。谐振电容Cr1和Cr2通过辅助开关Qr继续向负载放电，前级继续维持模态6的状态。电容Cr2在模态6时段的放电电流大于Cr1 的放电电流，t6 时刻电容Cr2 电压小于Cr1 电压，故uCr2 先放电到0。当电容电压uCr2 放电到0时，二极管Dr2 正向偏置导通，实现了零电压导通（ZVS⁃on），模态7结束。

模态7阶段电容Cr1的电压方程：

模态8[t7，t8）：该模态下的电路工作状态如图5b）所示。t7时刻二极管Dr2零电压导通，电容Cr1通过二极管Dr2和辅助开关Qr继续向负载放电。前级继续维持模态6的状态。t8时刻，CD2放电到0，前级辅助电容C3电压充电到VC3=Vin （1+DQ1 ），进入下一个模态。模态8的持续时间为：

模态9[t8，t9）：该模态如图5c）所示。t8时刻，前级辅助电容CD2的电压uCD2=0，前级二极管D2实现零电压导通（ZVS⁃on），形成了前级电感L1给前级电容C1充电的回路，后级继续维持模态8的状态。模态9的持续时间为：

模态10[t9，t10 （t0））：该模态如图5d）所示。该模态的前级电路状态保持不变；后级电路的电容Cr1 电压放电到0，负载电流Io 通过续流二极管D3 续流零电压导通（ZVS⁃on），同时，辅助开关Qr 实现零电压零电流关断（ZVS/ZCS⁃off）。模态10结束，进入下一个开关周期。

为保证下一个开关周期电路各个模态的正常运行，主开关管的最小关断时间要大于等于后级电容放电时间，后级电容Cr2和Cr1全部放电到0的时间为：

2.2 软开关网络主要参数设计

为实现二次降压变换器软开关电路功能，根据其工作中的约束条件确定软开关网络器件参数。软开关网络中Lr 和Cr 的谐振频率应大于开关频率，如式（17）所示。

式中γ 为设定的软开关网络谐振时间最小值。

主开关管Q1零电压关断，谐振电容Cr1、Cr2与电容C3的电压相同，如式（18）所示。

为了保证每个开关周期电路各个模态的正常运行，主开关管Q1的最小关断时间要大于等于谐振电容Cr1和Cr2放电时间，如式（19）所示。

即辅助开关管的最小开通时间大于等于后级辅助电容最短放电时间。为了减小主开关管Q1和辅助开关管Qr 的电流应力，要限制模态4 的谐振电流峰值，如式（20）所示。

式中：β1、β2 分别表示辅助开关管谐振电流峰值最小值和最大值。

由式（17）和式（20）可得谐振电感Lr 和电容Cr 取值范围：

由式（17）和式（19）得到主开关管Q1 的占空比范围为：

3 仿真结果与损耗分析

为了验证上述软开关电路设计方法的正确性，用PSpice软件进行了仿真实验研究。主开关管Q1 选用东芝MOSFET TW048Z65C，辅助开关管Qr 选用东芝MOSFET TW083Z65C。二极管D1 采用肖特基二极管TRS10E65H，二极管D2采用肖特基二极管TRS2E65H，二极管D3、Dr1、Dr2 采用意法半导体二极管FERD30M45C。主电路参数设计如下：输入直流电压Vin=300 V，C1=0.22 mF，C2=4.7 mF，C3=2 nF，L1=3.4 mH，L2=0.73 mH，R=1 Ω。设计软开关电路参数如下：Cr1=Cr2=Cr=140 nF，Lr=0.3 μH，CD2=2 nF。开关频率为50 kHz，主开关管工作占空比为0.15。基于软开关电路的二次降压变换器所有功率器件的电压电流波形如图6所示。

由图6 可见，各功率器件均实现了软开关通断，开关时序电压电流波形均与理论分析一致。形成了一种ZCS/ZVT⁃PWM 二次降压变换器。图7所示为主开关管Q1 的软硬开关情况下电压和电流波形。图7a）、图7b）分别表示硬开关导通和关断波形，图7c）、图7d）分别表示软开关导通和关断波形。由图7中电压、电流重叠面积可知开关过程损耗大小，显然软开关的电压、电流曲线重叠面积减少。图8所示为辅助开关管Qr 开通和关断的电压和电流波形。由图可知，附加软开关单元实现了辅助开关管Qr 零电流导通和零电压关断。图9所示为续流二极管D3 开通和关断的电压和电流波形，可以发现附加软开关网络能够实现D3零电流关断和零电压导通。

其他功率器件通、断动态波形与此类似，不再赘述。通过仿真分析，主开关占空比的调节范围为0.15≤DQ1≤0.85。占空比为0.15 情况下能实现软开关的带载范围为0.45~10 Ω，占空比为0.85的情况下为15~100 Ω。通过电路损耗计算，各功率器件的损耗如表2所示。

主开关管在零电压关断（ZVT）下，不仅大幅降低了关断损耗，而且电压应力无增加。虽额外增加的两个辅助二极管Dr1、Dr2 和一个辅助开关管Qr带来一定的附加损耗，但相比于原电路所降低的开关损耗较小，且可以通过增大串联谐振电感Lr及减小谐振电容Cr1和Cr2的方式，减少主辅开关管的导通损耗，变换器整体效率提高了14%~15%。

4 结 论

本文在分析了作为制氢电源的二次降压变换器工作原理及其软开关电路设计思路的基础上，给出了软开关网络设计方案及理论分析，并验证其可行性。结果表明，所设计方案能有效提高传输效率。

1） 基于谐振原理设计的辅助软开关电路，在不增加主开关管电压应力情况下，实现了无附加检测单元、宽频宽占空比调节范围、全程全功率器件的ZCS/ZVT⁃PWM软开关变换器。

2） 软开关网络参数的设计方法可依据软开关网络运行的约束条件推得参数的适用范围。

3） 在实际电路应用中，为了进一步优化电路，可在辅助开关漏源极间并联二极管，主开关与谐振电感Lr间串联二极管，其目的是匹配电路杂散参数，减小主、辅开关管导通或关断时源极或漏极的振荡及抑制噪声。

4） 参与软开关网络谐振的主开关管会增加电流应力，为了减小主开关管的导通损耗，可以通过适当增大串联谐振电感及减小串联谐振电容，以降低谐振电流的峰值，减小电流应力的增加。

今后可在此基础上进一步提出针对电流应力的改进措施，完全实现电路的ZVT⁃ZCT软开关功能，使制氢电源具备突出的高效率、高功率密度、低成本的优势，促进制氢行业的发展。

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