MOS管米勒平台形成原理及改善
MOSFET 或IGBT 等功率半导体，在各种电源应用或电力线应用上，常做开关元件使用。近年来加速推广的SiC MOSFET，提升了开关动作的速度，以至于开关时的电压和电流的变化，器件自身的封装电感，及外围电路布线电感等因素的影响日益凸显。特别是栅极-源极间电压，器件自身的电压和电流变化时，会发生预期以外的正向浪涌，需要进行各类对策的研究。因此，本Application Note 中，针对常见正向浪涌对策之一的外接米勒钳位(MC)电路，提出一种“无比较器米勒钳位电路” (CLMC：Comparator-Less Miller clamp)的设计方法。
栅极-源极电压发生浪涌
Application Note“桥式构成中栅极-源极电压的动作”*1中，关于桥式结构中开关器件在开通或关断时发生的栅极-源极电压变化有详细说明。Figure 1 所示同步方式Boost 电路中，开关测(LS)及续流侧(HS)，都会因开关侧的电压影响产生正浪涌。
Figure 2 中表示LS 开通时的动作。横轴表示时间，时间区域tk(k=1～5)定义如下：
t1: HS ON 期间(同步整流期间)
t2: HS OFF、至LS ON 止的死区期间
t3:LS ON、MOSFET 电流变化期间
t4:LS ON、MOSFET 电压变化期间
t5:LS ON 期间
图中所示事件(I)由以下原因引发。
事件(I)：漏极-源极电压的变化(dVDS/dt)
无比较器米勒钳位电路
Figure 2 中表述事件(I)的正浪涌可通过米勒钳位电路抑制。但是，在选定栅极驱动器之后发现有此类正浪涌出现时，再变更为米勒钳位电路内置的栅极驱动器并非易事。此类情况，可使用所推荐的外置电路驱动CLMC 电路，参照Figure 3。
Figure 4，表示CLMC 电路的时序图
Figure 3 所示，CLMC 电路的特点是无需比较器，可用SiC MOSFET 的栅极驱动信号驱动。下面，说明CLMC 电路的动作过程。
无比较器米勒钳位电路的动作
⚫ 开关侧
如Figure 4所示，SiC MOSFET Q4导通时，通过R3和D1，较SiC MOSFET栅极更快的使C1充电，防止Q1导通。
另一方面，SiC MOSFET在OFF时，通过R2和Q3，比MOSFE栅极更慢的使C1放电，防止Q1导通。
⚫ 续流侧
同样按Figure 4所示，开关侧的SiC MOSFET导通时，续流侧的Q14的栅极发生正浪涌。此时，C11尚未充电，通过R11的充电电流对C11充电，Q11的基极-发射极间有电压VBE产生，Q11导通，使正浪涌得以钳位。
无比较器米勒钳位电路的设计
Step1：确定R2
首先，双极型晶体管Q1、Q11 的发射极-集电极间电压设为VCE，基极-集电极间电压设为VC1。Q1，Q11 的基极-发射极间电压VBE 约0.7V 计算，则
成立。希望钳位正浪涌幅值VCE 设定后，可求得VC1。用(1.1)式求得VC1 计算IB。流经基极的电流设为IB、则
进而，Q1，Q11 由双极型晶体管的hFE 计算，则
用 (1.2), (1.3) 式计算，希望抑制高于VCE 幅度的正浪涌时，如下(1.4)式：
Step2：确定C1
然后确定C1。Ciss 为Q4, Q14 位置SiC MOSFET 的Ciss值。时间常数C1 * R2 如果小于SiC MOSFET 的时间常数Ciss *Roff 的话、关断时会发生误导通，因此需确保(2.1)式成立。
仅看(2.1)式，C1 无上限值，但C1 を设定过大，会对栅极驱动器的驱动功率有影响，因此需设为确保 (2.1)式成立的最小值。另外，避免栅极驱动器驱动功率受影响的大致要求为
C1 比Ciss 大的场合，R2 或VCE, Roff 的值请重新设定。
Step3：确定R3
同样方法确定R3。Q4 导通时，避免Q1 误导通，需时间常数C1 * R3 小于时间常数Ciss * Ron，即：
Step4：确定R1
之后，确定R1。相对于R2，希望R1 的影响小于1％，因此由(4.1)式确定，
Step5：正浪涌值测定
此时测定正浪涌值，小于VCE 时，调整结束。正浪涌值大于VCE 的话，进入Step6。
Step6：参数调整
R2 向比Step1 决定值小的方向调整。然后，进入Step2 以后步骤，Ｃ1 值必须满足(2.1)式成立，并取其中C1 最小值。
另外，根据再设定的R2, C1 的条件，(3.1)(4.1)能够成立的话，R3、 R1 不必再次修改设定值。
再次测定正浪涌值，小于VCE 值则设计完成。正浪涌值依然较大的场合，再度进行Step6。
电路参数调整后的波形
按照程序进行实际设计演练。Q4, Q14 使用SiC MOSFET SCT3040KR、Q1, Q11 使用双极型晶体管BSS5130AHZG。
Step1：确定R2
将预期钳位正浪涌幅值VCE 设为4V，VC1 为3.3V。hFE 设为15、IC 设为3A，由(1.4)式得出
Step2：确定C1
Ciss 为2nF、Roff 为2.2Ω、由(2.1)式
Step3：确定R3
Ron 设为10Ω，由(3.1)得出，
Step4：确定R1
R2 选定4.7Ω，由(4.1)式，得出
Step5：正浪涌值测定
根据上述步骤设定参数CLMC 电路、米勒钳位电路内置的栅极驱动器IC（下文简称Built in MC）、未使用米勒钳位电路（下文简称No MC）的开关侧导通时的栅极-源极电压如Figure 7 所示。此时的续流侧的栅极-源极电压如Figure 8 所示。
Figure 8 看出，正浪涌最大值No MC 为9.5V、CLMC 为3.6V、Built in MC 为3.3V です。CLMC 电路中，正浪涌设定为小于VCE 4V 的电路参数调整完毕。
CLMC 与Built in MC 差值为0.3V，CLMC 的效果可以得到充分确认。此外，Built in MC 与CLMC 或No MC 相比，发生了相位延迟。这是因为SiC MOSFET 在开启导通的时候，Built in MC 内置在栅极驱动器的米勒钳位用的MOSFET处于关断状态，米勒钳位用MOSFET 的Coss 可看做为SiC MOSFET 的输入电容，导致栅极电压上升需要较长时间。所以正浪涌也发生延迟。
电路参数未调整的波形及其问题点
依照Figure 5 的设计流程形成的电路参数未调整时的相关问题点进行说明。
首先，R1 设为4.7kΩ、R2 设为1Ω固定值时，C1 与正浪涌的相关性图如Figure 9 所示。
其次，Figure 9 的条件下，C1 为100pF 时的开关侧导通时的栅极-源极电压波形如figure 10 所示。HS 为High Side（开关侧），LS 为Low Side（续流侧）。
Figure 10 所示，如忽略Step2 中(2.1)式，C1 采用较小值时，正浪涌会变大。C1 值比较小的话，Q1、Q11 的对基极充电较快，基极电压快速上升，Q1、Q11 的基极-发射极电压VBE 减小，米勒钳位的效果减弱。
Figure 9 的条件下，C1 设为10nF 时的开关侧ON 时的栅极-源极电压波形如Figure 11 所示。另外，开关侧OFF 时的栅极-源极电压波形如Figure 12 所示。
C1 值设置较大的话，正浪涌会减小。但忽视Step2 中(2.2)式，C1 值过大的话，如Figure 12 所示，关断时栅极-源极电压易发生振荡。这是因为C1 过大，基极电压不能充电，双极型晶体管Q1 的VBE 增大，使Q1 导通所致。以上原因，(2.2)式务必满足。
接下来，R2 设定较大值时，开关侧ON 时的栅极-源极电压波形如Figure 13 所示。
(1.4)式即使成立，若R2 值增大，正浪涌也会增大。原因在于时间常数C1 * R2 数值大，放电需要较长时间，Q1 的基极电荷有残留。因此，R2 与C1 的时间常数需满足(2.1)式成立，且R2 值尽量小。
样板评价结果
CLMC ，Built in MC ，No MC 的效率分别测定，结果如Figure 14 所示
Figure 14 可以看出，1.5kW 以下的轻负载下，Built in MC 有最高效率，接下来是CLMC、No MC。No MC 效率较低的原因在于，存在误导通导致开关损耗增大。Built in MC能实现高效率的原因，之前有所描述，栅极驱动器IC 内置的米勒钳位电路中，所用MOSFET 的栅极电压建立需要一定时间，dID/dt（漏极电流变化）减小，ID（漏极电流）的最大值也减小。因此导通损耗下降，效率比CLMC 稍高。
在1.5kW 以上的重度负载时，开关速度快的CLMC 效率最高。但C1 的影响，栅极驱动器的驱动功率需要增加。与Q4，Q14 等SiC MOSFET 的驱动并无直接关系。
总结
CLMC 与No MC 相比能抑制正浪涌，重负载时取得较Built in MC 高的效率。可见，特别是在重负载时，CLMC 可期待取得很好效果。
CLMC 电路的设计最重点是，设计保证需要首先确保(2.1)式成立，Q4 在OFF 时，需保证Q1 的基极电压在其后跌落。并且，设计确保(3.1)式成立，Q4 在ON 时，Q1 的先建立基极电压。
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