摘要：开关电源以其体积小、效率高、成本低等优点被广泛应用于各种电子电气设备中，应用广泛。为减小开关电源多路不共地输出交叉调整率，提出一种通过人为改变次级漏感方案使主输出与辅助输出漏感匹配，达到输出负载调整率大大降低，使其能运用在更多场合，该法案通过在以PI TOP266KG 为控制芯片电路上表明有极大实用价值。

关键词：开关电源；负载调整率；漏感匹配

开关电源以其体积小、效率高、成本低等优点被广泛应用于各种电子电气设备中，开关电源工作在高频开关状态，现在开关频率高达132KHz，开关电源由于具强大的过载能及较宽的输入电压、输出电压稳定，在国民经济各部门以及军工、航天、航空等科技领域应用广泛，多路输出开关电源可以实现一个主控电路输出几组不同电压，可以达到节约成本，降低电路体积。然而在多路不共地输出情况下。由于实际变压器漏感无法消除、主输出电压由于是闭环控制，可以得到理想电压精度，辅助输出电压由于是半闭环控制，输出电压随着负载变化而变化，即负载调整率。这样影响多组输出开关电源在生产中的使用。通常改善负载调整率是通过将辅助绕组输出电压偏高，再加一个线性稳压芯片来达到需要输出电压。但是这种方法将使成本变高。输出功率受到限制。因此笔者通过分析影响负载调整率的原因，提出一种通过增加副边小电感方法来改善负载调整率，经过实验证实，该方法能有效改善负载调整率。

1 反激开关电源变压器原理分析

1.1 反激开关电源变压器模型

反激开关电源中的变压器实质上是一大电感，它在开关管导通时储存能量，在关断时将储存在初级线圈能量释放到次级线圈中。由于反激变换器变压器综合了许多功能(存储能量、电气隔离、限流电感)，同时还有承受相当大的直流分量，故比直接地传递能量的正激推挽变压器设计困难得多。由于磁场边沿效应及变压器生产的工艺及为防止反激变压器进入饱和而引入气隙决定现实中用到的变压器不能做到跟理想的一样，会存在漏感。工艺一般可以控制在次级电感量5%左右，而在开关电源中变压器漏感是有害的，可能导致开关管被击穿导致电源失效。而在多路不共地输出反激电源中，次级输出绕组的漏感还会导致电源负载调整率差，导致电源无法达到设计要求。由于在开关管开通期间，初级电流不断的上升，在开通时间结束时达到峰值Ip。这个电流在开关管断开的瞬间，会被传递到副边。理解交叉调整率非常重要的一点是，传递到副边的电流是如何被副边的多路输出所分配的。本文会推导出刚开始传递到次级电流的大部分传递到漏感最小的那一路输出，如果这一路没有用作开关管PWM的反馈控制，那么它的峰值就会很高。相反，如果这一路用于开关管PWM的反馈控制，那么其他路的输出就会受到降低。

假设以两组输出变压器来讨论，反激变压器模型结构如图1，其中，1、3引脚表示初级端，L1表示初级电感，L4表示初级端漏感量，NP表示初级线圈匝数;7、8引脚表示输出绕组1,L2表示绕组1的漏感量，NS1表示输出绕组1的匝数;9、10引脚表示输出绕组2,L3表示绕组2的漏感量，NS2表示输出绕组2的匝数。可以用L2表示L3:

其中，N 为参变量，N 为实数。

假设在两个输出整流二极管上压降相同，即: Vd1=Vd2=Vd，那么，在漏感两端产生的压降相同则:

式( 2) 中，Vo 表示主输出漏感两端电压，Vs 表示理想次级变压器输出电压，Vo1为主输出电压，Vd 为输出整流二极管正向压降。那么，只要主开关管一关断，电流就会按在法拉第电磁感应定律变化。

式(3) 中i2为绕组2的电流。由(3) 可知，输出电压V0是时间函数，但在实际中，由于输出电压波动很小，可以将输出电压假设与时间无关，即，C 为常数。由式( 3) 可得:

这将导致输出辅助绕组电压比设计的电压高出很多，当主输出的电流达到设计或使用电流时。反馈信号保持控制芯片占空比不变。然而，此时辅助绕组的电压由于没有参见反馈作用，同时由于各绕组的漏感与输出电压不是成比例，导致辅助绕组输出电压高于设计电压。

从上面的分析可以知道，辅助输出电压与绕组的漏感与主输出漏感的比值有关。

当时。由于参加反馈的是绕组1，当绕组1电压达到设计值时，占空比比在变化。然而由于绕组2 电流上升比较慢，当占空比不变时，绕组2 输出电压没有达到设计输出电压。同时，绕组2 没有参与反馈，属于半闭环所以占空比不受绕组2 影响。最后导致绕组2 输出电压低于设计值。

当时，由于绕组2 电流上升比较快，当占空比不变时，绕组2 输出电压没有达到设计输出电压，导致辅助输出电压高于设计电压。

只有当时，主输出电流与辅助输出电流同比例上升，当反馈信号控制占空比不变时，主输出与辅助输出电压都达到设计值，这也是设计要达到的目的。

然而由于反激开关电源变压器有气隙、磁路边缘效应、生产工艺、导致生产的变压器漏感差距较大，设计相同的变压器参数，使用漏感较低的三明治绕法。在使用不同的绕线工艺，漏感大小也不一样。这样很难生产出次级漏感Vo1/Vo2=L1/L2 的变压器。

通过上面的数学分析与推导，可以知道，交叉调整率与输出绕组间的漏感的比值有关。而与具体漏感量没有关系。

1.2 改善方法

通过上面的理论分析，可以通过认为的改变次级绕组的漏感量，使等式成立，就可以将负载调整率降到理想值。如图2，在次级每路输出整流前外加一个电感L4、L5，L4、L5 可以使用MPP粉芯或铁粉芯绕制，成本低。通过调整L4、L5 调节每路输出电流变化率相同，由上面推导可知:

那么将不会出现辅助输出绕组电压偏离设计值。

式( 3) 中，需要知道变压器次级的漏感量，然而由于每个变压器的漏感量不同，会给生产带来极大的不方便及困难，然而反激式变压器次级绕组漏感一般要求很小，所以可以选择比L1<<L4、L2<<L5，即L1+L4≈L4，L2+L5≈L5，那么上式可以简化为:

从式( 9) 中可以看出关系式中没有反激变压器次级输出绕组的漏感量，而只有人为串联的电感L4、L5，这样就可以不用测量反激变压器次级漏感，只需要保证认为串联电感比值等于要求输出电压比值即可，给生产、设计带量极大方便。

2 硬件组成及实现

本设计采用PI 公司的TOPSwitch-HX 系列的控制芯片来实现本论文提出的观点。

TOPSwitch－HX系列是高度集成化的电源控制芯片，内集成有过压、短路、欠压、过热保护，同时集成耐压720V的开关管。具有电路简单、低成本的优点。

设计为两路不共地输出，主输出电压为5.2V/3A，副输出电压设计值为15V/1A，变压器采用EER28L磁芯。变压器电特性原理图如图2 所示。

测试初级电感量: 432uH，初级漏感量; 20uH，5.2V输出绕组漏感量: 0.05uH，15V输出绕组漏感量: 0.1uH，从上面参数计算: 选择L4=1uH，那么，L5=8uH。设计电路图原理图及电路板图分别为图3、图4。

设计电路图如下:

测试数据如表1 ～ 4。

当采用本文提出的在次级输出滤波前加一个小电感方法时，测试数据如下:

3 结束语

实验结果表明，综合上述，对多路电源应用者而言，可以根据电子系统用电情况，更切实际地提出所用电源的特性参数。对多路电源设计者而言，可以更多更系统地了解现今多路电源设计方法，减少新产品的开发周期，做到事半功倍。

地球同步轨道一半周期端部最大位移如图15所示。可以看出，位移限值和场分布两者符合比较理想，位移在数值上都很小，满足前面的理论假设同时满足天线形面精度的要求。其他时刻同样满足要求。

4 结束语

本文对薄板，圆管和豆荚截面杆件的分析适用于一般闭口薄壁杆件的热分析。以上分析得出以下结论: 等效壳单元的节点温度和实体单元厚度方向的平均温度误差很小，可以很好地模拟薄壁的表面温度; 薄壁杆件厚度方向的温度梯度小，可以不考虑，在热变形分析中可以按均匀温度值计算; 杆件的温度场和位移场随轨道周期性变化，且温度和控制位移的限值满足热控制的要求; 采用等效壳单元和对称铺设复合材料整体正交异性热参数的模拟方法在计算手段和数值精度上满足热辐射问题的分析和设计要求。

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