摘 要：随着电动汽车及储能产业的快速发展，锂电池等高倍率电池的生产规模不断扩大，电池化成工序中直流变换器的效率与功率密度问题已成为业内研究热点。针对传统高增益直流变换器存在高压侧器件电压应力高、低压侧器件电流应力大、效率与功率密度偏低等不足，提出了一种适用于电池化成电源系统中间级的高增益直流变换器拓扑。采用两路基于氮化镓器件的对称半桥LLC 谐振变换器高压侧串联、低压侧并联的电路结构，实现了高压侧自动均压与低压侧自动均流，减小器件应力，并且通过交错互补调制策略与平面磁技术降低变换器高度，提高变换器功率密度，最后搭建有限元仿真模型及2 kW 实验平台，完成仿真与实验验证。

关键词：电池化成电源；氮化镓器件；高频直流变换器；交错互补调制；平面磁技术；有限元仿真

随着电动汽车及储能产业快速发展，锂电池等高倍率电池生产规模不断扩大，电池化成工艺需求持续增长。传统电池化成工序流程固定，多采用电阻耗能式恒压/恒流充放电，存在周期长、能耗高等问题［1-3］。能量回馈型化成电路可在电池放电时将能量回馈至电网，显著提升能量利用率，因而应用广泛，其基本工作流程为：交流电网电压经前级三相整流逆变器、中间级高增益直流变换器降压至低压直流，再通过多路非隔离双向直流变换器实现单体电池的充放电控制［4-5］。提升电池化成电源效率与功率密度的关键，在于提高中间级隔离型直流变换器的性能指标。

在提升隔离型双向直流变换器效率方面，国内外研究重点集中于全负载范围软开关技术的实现。常见的隔离型直流变换器主要有双有源桥（dualactive bridge，DAB）变换器、串联谐振变换器（series resonant converter，SRC）、LLC 谐振变换器等。DAB变换器电压增益范围宽，特定负载下可实现软开关，但内部环流损耗大、轻载软开关难以维持、运行效率偏低［6-7］。SRC 变换器可通过移相或调频控制实现功率传输，但电压增益小于1，且全增益范围软开关难以实现，效率受限［8-9］。相比之下，单级LLC谐振变换器在SRC 基础上引入变压器励磁电感作为第三谐振元件，依靠励磁电流可实现全负载范围所有开关器件的软开关。但传统全桥/半桥LLC 谐振变换器存在高压侧开关电压应力高、低压侧开关电流应力大的问题，难以满足电池化成中间级高电压增益的应用需求［10-13］。针对该应用场景，本文提出一种基于氮化镓器件的高效率隔离型直流变换器拓扑，采用两路对称半桥LLC 谐振变换器高压侧串联、低压侧并联的电路结构，实现了高压侧自动均压与低压侧自动均流，有效解决高增益工况下器件应力过大的难题。

在功率密度提升方面，主流技术路径为减小变压器体积。文献［14］将多绕组集成于单磁芯，缩减磁芯体积并提升功率密度；文献［15］采用平面磁技术优化变压器二次绕组与副边电容布局，缩短交流回路长度、降低绕组损耗、提升效率与功率密度；文献［16-17］建立变压器直流绕组模型，求解平面变压器最优绕组宽度，进一步降低绕组损耗。上述方法虽能提升功率密度，但未充分考虑平面变压器原副边寄生电容引发的电磁干扰问题，也未解决并联绕组均流不均问题，且宽禁带器件开关速度快、频率高，使上述问题更为突出。文献［18］针对高频LLC变换器对平面变压器寄生电容敏感的问题，采用磁集成技术优化二次绕组设计，抑制了寄生电容的影响，但并联绕组均流问题仍未解决。

本文首先对所提拓扑进行调制策略优化，采用交错互补调制使两路变换器共模电流相互抵消，减小滤波器体积、提升功率密度；再通过优化平面变压器并联绕组绕制方式，抑制高频电流邻近效应，进一步提升变换器效率与功率密度；最后通过有限元仿真验证交叉式绕组在绕组与过孔均流方面的有效性，并搭建2 kW 实验样机，验证所提拓扑与调制策略的可行性。

1　拓扑增益及均流均压特性分析

图1 为高效率高功率密度的化成电源用直流变换器拓扑。该拓扑采用两路基于对称半桥的LLC谐振变换器高压侧串联、低压侧并联（input series output parallel， ISOP）的拓扑结构，可有效降低高压侧开关电压应力与低压侧开关电流应力，适配中间级高电压变比的应用需求；两路变换器功率与电压均衡控制是核心难点。下文通过分析半桥LLC 变换器增益特性，推导拓扑的均压均流机理。

基波等效法得到的常规LLC 谐振变换器的直流增益为

根据式（3）画出不同负载因数Q 下的ISOP 直流变换器增益与开关频率变化关系图，如图2 所示。为了避免开关频率变化导致的变换器增益变化太大，k=10。

由图2 可知，当Ωs = 1 时，直流变换器的直流增益始终为0.5，与负载状况无关。因此，当化成电源用中间级直流变换器的输入输出母线电压固定、变压器变比按额定电压变比设定时，两路半桥LLC 谐振变换器均工作于定谐振频率工作模式，单路变换器增益始终为1。此时，有

式中，Gi1、Gi2 均为两路对称半桥LLC 的电压增益。由式（4）可知，由于两路变换器输出并联，输出电压Uo1 和Uo2 一致且均等于Uo。因此，两路变换器的输入电压Ui1 和Ui2 也一致，可以自动完成输入电压的均压，降低高压侧开关管的电压应力。同时，由于两路变换器输入串联，变换器输入电流Ui1 和Ui2 相等，传输功率从输入看Pi1和Pi2相等，从输出看Po1和Po2 相等，最终导致输出电流Io1 和Io2 相等，自动完成输出均流，降低低压侧开关管电流应力。

2　调制策略分析

由文1 节电路拓扑分析可知，本文中高功率密度电源用直流变换器拓扑采用的是两路对称半桥LLC 谐振变换器ISOP 的拓扑结构，其最常用的系统调制策略为同步驱动策略，即两路变换器驱动信号同步的调制策略。同步驱动调制策略驱动波形及共模电流回路如图3 所示。

以半桥LLC 谐振变换器开关频率小于谐振频率为例，其驱动信号及电压电流信号如图3（a）所示。此时高压侧半桥的占空比均为0.5，低压侧采用同步整流技术，UAB 和UCD 有Ui/4 和-Ui/4 两个电平，谐振电容无直流偏置，每条支路谐振腔的等效交流输入电压为Udc/4 幅值的方波，开关管Q1 与Q3驱动信号同步，Q2与Q4同步。

为了提高变换器的功率密度，本文中变压器采用平面磁技术，原副边PCB 绕组将交错绕制。原边开关管关断时会产生较高的du/dt，形成共模干扰源，原副边的寄生电容大，干扰源通过变压器的原副边寄生电容、原副边之间的阻抗形成共模回路，在共模回路中产生共模电流，如图3（b）所示。若共模干扰源的电压变化率按照线性等额分配到各支路变压器原边绕组上，两个变压器分配到的共模干扰源为du/2dt。同步驱动策略下得到的共模电流计算式为

假设变压器绕组是均匀对称的，其中C11、C12、C21、C22分别为原边绕组P1、P2、P3、P4与副边绕组S1、S2、S3、S4之间的电容,且C11=C12=C2=C22=C。由式(5)可知，同步调制策略下的两路电路原边开关管关断产生的共模电流方向相同，变换器平面变压器原副边绕组间共模电流较大。因此，所需滤波器的体积较大，限制变换器功率密度的

进一步提升。本文拟采用如图4所示的交错互补驱动优化调制策略，此时副边开关管仍采用同步整流导通方式。与同步调制策略不同，这里的两路变换器原边对应开关管的驱动信号相反，即开关管Q1与Q4驱动信号同步,Q2与Q3同步。

此时，两个变压器分配到的共模电压源大小仍然为du/2dt，但两个共模干扰源的电压方向相反，产的共模电流方向也相反。变压器原副边绕组间共模电流回路如图4（b）所示，其共模电流的表达式为

由式（6）可知，在交错互补调制策略下，原边开关管关断导致的共模干扰源在原副边绕组组件产生的共模电流几乎为0，因此可以减小EMI 滤波器的体积，提高变换器的功率密度。

3　电路参数设计

变换器采用的是ISOP 拓扑结构，以第一路为例，变换器的规格如表1 所示。

单路半桥LLC 谐振变换器的具体设计流程如图5 所示。

首先在确定了变换器规格后需设计变压器变比，电源用直流变换器为定增益直流变换器，可设置LLC 谐振变换器变压器变比为原副边额定电压之比，即

随后需确定变换器谐振频率。根据变换器的规格要求可知，为了提高变换器的功率密度，变换器开关频率设置较高，为500 kHz。对于电池化成电源用半桥LLC 来说，其主要工作在定谐振频率模式下，谐振频率大小可近似设置为开关频率，即

在选定了变换器的谐振频率后，根据变换器电压电流规格选定开关管器件，这里选定的高压侧与低压侧开关管分别为Infineon 公司的IMZA65R027M1H 与EPC2023 开关管。

LLC 变换器相较于其他隔离型直流变换器最大的优点就是可以实现原副边开关管在全负载范围内的零电压开通和副边开关管的零电流关断。然而，软开关的实现实际上是由死区时间内的谐振电流决定的，这段时间内的谐振电流可以近似等于励磁电流的峰值。因此，为了实现软开关，励磁电感存在峰值，即

式中，Td 为死区时间；Coss 为开关管等效输出电容。

最后，可以根据如图2 所示的变换器正向功率传输下的增益曲线得到能满足变换器最大增益范围（0.975~1.100）的一组参数k、Q、Ω，再联合式（6）~（8），即可计算得到满足单路变换器规格及增益要求的谐振参数如表2 所示。

4　平面磁设计及仿真验证

平面磁技术是进一步减小变换器的体积，提升功率密度的技术手段；平面磁元件指基于平面磁芯而构成的磁性器件。因此，本文LLC 变换器磁性元件（尤其变压器）采用平面磁设计，区别于传统方案。

矩阵变压器具备高压侧自动均压、低压侧自动均流特性，适配高电压变比、低压大电流场景。如图6 所示，单路半桥LLC 变换器采用2 个矩阵变压器原边串联、副边并联方案，降低副边铜损。

平面磁元件包括磁芯和绕组两大部分。平面磁磁芯相对于普通磁芯，其特点主要是磁芯高度显著降低，磁芯窗口显著变宽，磁元件体积减小。其磁芯材料参数如表3 所示。

平面磁绕组设计关键包括：绕组的缠绕方式，绕组的组合成型方式及绕组的叠放顺序。绕组的缠绕方式，主要考虑层与层间如何连接；绕组的组合成型，主要考虑在保证良好的绝缘可靠性下提升绕组铜层相对于绝缘层的占比；绕组的叠放顺序，主要考虑邻近效应带的交流损耗、变压器的漏感和并联均流。

基于平面磁技术的变压器原副边PCB 绕组的绕制方式分为两种：集中式绕制和交叉式绕制，其绕组缠绕方式分别如图7、8 所示。

集中式绕制方式中，3 块主板PCB 中均采用原边绕组、副边绕组分开集中的绕制方式。其中漏感大，原副边寄生电容小，EMI 问题小，缺点是绕组的趋肤效应和临近效应明显，副边多层绕组均流难以实现。

而交叉式绕制方式中中间主板PCB 原边2 匝，副边4 层并联，按照交错且对称的排布方式进行绕制，可以有效减小趋肤效应和临近效应的影响，副边多层并联绕组容易实现均流，有利于减小绕组损耗，缺点是漏感较小，需要单独外串谐振电感，同时原副边耦合紧密，EMI 问题严重，需要采取措施减小共模电流。

为了选择电池化成电源最优的平面磁变压器绕制方式，搭建了有限元仿真模型，对比两种绕制方式下的绕组电流以及过孔电流分布，结果分别如图9~12 所示。

由图9~12 可知，集中式绕制的方式会造成PCB 绕组和层间过孔电流趋肤效应和临近效应明显，副边绕组和过孔电流存在不均衡的现象，绕组的部分位置和部分过孔电流密度较大，容易造成热点导致系统可靠性降低；与之对比，交叉式绕组可以实现绕组和过孔的均流，减小了高频电流趋肤效应和临近效应的影响，有利于变换器效率的提升和散热器的减小，仿真结果与理论分析一致。因此，实际绘板过程中，变压器绕组采用交叉式绕制。

5　实验验证

为了验证所提变换器拓扑调制优化、参数设计，尤其是平面磁技术对变换器效率以及功率密度的提升作用，本文搭建了一台额定功率为2 kW 的实验样机，完成全功率范围波形测试，参数设置如表4所示，样机实物如图13 所示。

图14 为传输功率为2 000 W（满载）时的稳态运行实验波形。其中，CH2 为高压侧一路谐振电流，谐振电流的峰值为10 A，电路工作在谐振频率点处，谐振电流波形接近正弦波；计算高压侧SiC 单管电流有效值为5 A，电流应力存在较大的裕量；CH3 为高压侧单管漏源极电压uds，电压峰值不超过400 V，开关管满足电压应力要求；CH1 为高压侧SiC 单管栅源极电压ugs，根据uds 和ugs 的波形图可以看出，高压侧开关管满载下均能实现零电压开通；CH4 为副边GaN 的漏源极电压，同样可以实现零电压开通。

图15 为传输功率为1 000 W（半载）的稳态实验波形，其中CH2 为高压侧谐振电流，谐振电流的峰值为6 A，电路工作在谐振频率点处，谐振电流波形接近正弦波；CH3 为高压侧单管漏源极电压，电压峰值不超过400 V，开关管满足电压应力要求；CH1为高压侧单管栅源极电压，可以发现高压侧开关管半载下均能实现零电压开通；CH4 为副边GaN 的漏源极电压，同样可以实现零电压开通。

图 16 为传输功率为400 W（20% 负载）时的波形，其中CH2 为高压侧谐振电流，谐振电流的峰值为4 A，电路工作在谐振频率点处，谐振电流波形接近正弦波；CH3 为高压侧单管漏源极电压，电压峰值不超过400 V，650 V 开关管满足电压应力要求；CH1 为高压侧单管栅源极电压，高压侧单管在20%负载条件下均能实现零电压开通；CH4 为副边GaN的漏源极电压，也可以实现零电压开通。

最后根据图13 及样机的额定功率可得样机的功率密度为

6　结语

面向电池化成电源应用，为了解决传统高电压变比直流变换器存在的高压侧电压应力大、低压侧电流应力大、效率低等缺点，本文提出了一种可自动实现高压侧器件均压、低压侧器件均流功能的高效率对称半桥LLC 谐振变换器ISOP 拓扑结构，并且通过优化调制策略及平面磁设计技术消除了共模电流干扰，减小了滤波器体积，提高了变换器的功率密度。最后搭建了有限元仿真与实验平台验证了所提拓扑的正确可行性，变换器充放电效率达到97%，功率密度高达8.45 kW/L。

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