摘 要：为解决隔离变压器驱动存在副边SiC/GaN MOSFET导通期间电压不稳定和负压关断尖峰的问题，提出了一种磁隔离的SiC/GaN MOSFET脉冲式驱动集成电路。该集成电路为脉冲式驱动。当隔离变压器的原边绕组接收到一个正电压脉冲，经过SiC/GaNMOSFET的结电容保持,从而产生一个平台，维持SiC/GaN MO、SFET的开通;当隔离变压器的原边绕组接收到一个负电压脉冲，结电容进行放电，使得SiC/GaN MOSFET关断。该方案可以解决现有的副边SiC/GaN MOSFET导通保持电压不稳定和负压关断尖峰的问题，实现隔离变压器副边SiC/GaN MOSFET导通保持电压稳定和钳位关断负压保持稳定。实验和仿真结果表明该新型集成电路的正确性和可靠性。
关键词：SiC MOSFET；脉冲；变压器驱动
碳化硅(SiC)和氮化镓(GaN)作为第三代半导体逐渐凸显出多种优势[1]，与前两代半导体材料相比，拥有更宽的禁带宽度、更高的工作电压、更高的热导率和更高的抗辐射能力、更高开关频率和更低的损耗，非常适合于制作高压、高温、高频、抗辐射及大功率器件[2-3]
在隔离驱动条件下，光耦隔离和变压器隔离为最主要的两种方式[4]。基于光电隔离的隔离驱动器的优点是可以覆盖0~100%的占空比范围，但需要提供原边和副边两路辅助隔离电源[5]，隔离驱动电路较为复杂，同时，由于普通光耦合器的传输时间长，而高速光耦合器的抗干扰能力弱，光隔离很难满足高频功率变换器的要求[6]
现有技术中的隔离变压器存在副边SiC/GaN MOSFET导通保持电压不稳定和负压关断尖峰的问题[7]。本文提供了一种磁隔离的SiC/GaN MOSFET驱动集成电路，旨在解决现有的副边SiC/GaN MOSFET导通保持电压不稳定和负压关断尖峰的问题。驱动集成电路包括隔离变压器、前沿脉冲开通电路1前沿脉冲开通电路2、后沿脉冲关断电路1、后沿脉冲关断电路2、钳位缓冲电路、脉冲前后沿生成电路和SiC/GaN MOSFET,脉冲驱动结构图见图1。
1 工作原理
工作原理分为4个过程。
过程一见图2。当隔离变压器T1的原边绕组接收到一个正电压脉冲时，隔离变压器T1的副边绕组同时感应出一个正电压脉冲，二极管D1导通，开关管Q1栅源电压反偏，开关管Q1关断，二极管D2，二极管D7，二极管D4反向截止，开关管Q2栅源电压正偏，开关管Q2导通，隔离交压器T1，副边感应出的正电压脉冲通过二极管D1，电阻R1，电阻R3，开关管Q2，二极管D3给被驱动Sic/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs正向充电至Ugs，被驱动SiC/GaN开关管Q3导通。
过程二见图3。当隔离变压器T1原边正电压脉冲消失时，隔离变压器T1副边绕组电压为0，二极管D1反向截止，开关管Q1和第二开关管Q2的栅极电压为0，开关管Q1和开关管Q2关断，被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs上的电压Ugs无放电回路，电压Ugs被保持，被驱动SiC/CaN开关管Q3保持导通状态。
过程三见图4。当隔离变压器T1的原边绕组接收到一个负电压脉冲时，隔离变压器T1的副边绕组同时感应出一个负电压脉冲，开关管Q1栅源电压正偏，开关管Q1关断，开关管Q2栅源电压反偏，开关管Q2开通，隔离变压器T1副边感应出的负电压脉冲通过二极管D3、开关管Q2、电阻R3，电阻R1、二极管D1、给被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs反向充电至U1gs，U1gs的方向相对于Ugs为负，且电压被稳压，二极管D6。电容C1和二极管D7，钳位在-5V，|U1gs|≠|Ugs|，因此，被驱动SiC/GaN开关管Q3负压关断。
过程四见图5。当隔离变压器T1，原边负电压脉冲消失时，隔离变压器T1副边绕组电压为0，二极管D4反向截止,开关管Q1和开关管Q2的栅极电压为0V，开关管Q1和开关管Q2关断，被驱动SiC/GaN开关管Q3的栅源结电容Cgs上的电压U1gs无放电回路，电压Ugs被保持，因此，被驱动SiC/GaN开关管Q3保持负压关断状态。
如果采取现有技术通过普通Si MOSFET的体二极管对被驱动SiC/GaN开关管栅源间的电容Cgs充电[8]，则普通Si MOSFET的体二极管的反向恢复损耗将拉低电容Cgs电压，影响被驱动的SiC/GaN开关管的导通。详细证明过程，根据式(1)可知，反向恢复时间越长、反向恢复电荷越大，传统SiMOSFET的体二极管的反向恢复损耗越大。表1列举几种常规100V的2个N沟道SiMOSFET的体二极管反向恢复损耗损耗。根据查阅相关650V Si MOSFET和SiC MOSFET器件手册和式(2)计算[9]，得到表2。
如表2所示，传统Si MOSFET栅源间电容Cgs容值是SiC MOSFET栅源间电容Cgs容值的儿倍到十几倍，因此，充电二极管的反向恢复损耗导致被驱动SiC MOSFET栅源间电容Cgs电压相比被驱动Si MOSFET的下降程度更大。例如，选择表1中体二极管反向恢复损耗最大的IRFI4212H-117P的Si MOSFET，给表2中储存能量最小的IPW6ORO37CSFD SiMOSFET的Cgs充电,结合式(1)和式(2)计算，经过IRF14212H-117P的体二极管反向恢复后，得到IPW6ORO37CSFD Si MOSFET的C 电压值U1gs≥16.25 V，如式(3)所示。由此可知，即使在极端情况下，普通SiMOSFET仍然能够保持足够的导通电压。
另一方面，选择表1中体二极管反向恢复损耗最大的IRF142121-117P的Si MOSFET，给表2储存能量最小的IMZA65RO83MIHI SiC MOSFET的Cgs充电，结合式(1)和式(2)计算，经过IRP142121-117P的体二极管反向恢复后,得到IKZA65RO83MLH1 SiC MOSPET的Cgs电压U1gs=0，如式(4)所示。由计算可知，即使选择体二极管及向恢复损耗最小的FDS89141 的 Si MOSFET，给储存能量最大的 SCT3030ALHRC11 SiC MOSFET 的Cgs充电，Cgs两端的电压将从20V下降至0,因此，该方案可以解决SiCMOSFET反向恢复产生的损耗问题，降低正向充电二极管的反向恢复损耗。
2 仿真
图6为采用脉冲边沿驱动SiCMOS管仿真原理图。驱动信号经过①②④⑧取出上升沿，并产生一个持续1us的15V驱动小脉冲，并给MOS管电容充电，如图7所示；另外①③⑤⑦⑨，取出驱动信号下降沿，并产生一个持续1us的15V驱动小脉冲，并给MOS管电容放电，见图8。
当变压器同名端的上升沿脉冲为高电平时，电流流向二极管D1的同时，也会流向MOS管Q3的寄生体二极管，因此，有两条回路给C3(代表驱动MOS管GS结电容)进行充电；当变压器同名端的上升沿脉冲变为低时，MOS管Q2的体二极管(寄生体二极管反向恢复特性较肖特基差)会反向恢复电流，该反向恢复电流会将之前充入MOS管结电容的电荷放掉(MOS管结电容小，则存储的电荷少)，因此，会发现MOS管的驱动波形脉宽平台的电压降低，具体可见如图9~图10。
3 实验
如图11所示,通过实际测试了驱动SiC MOSFET，由此可知，在极端情况下，被驱动Sic/GaN开关管在脉冲消失期间的无法持续导通，必须解决这一问题。
本文选择肖特基二极管替代普通SiC MOSFET中的体二极管给被驱动SiC/GaN开关管栅源结电容Cgs充电，原因在于肖特基二极管不存在电荷储存问题(Qrr一0)，如式(4)所示。因此，能够极大降低体二极管反向恢复损耗。确保被驱动SiC/GaN开关管在脉冲消失期间的稳压持续导通，见图12。
4 结论
设计使用SiCMosfet作为脉冲隔离驱动电路，取出驱动信号上升沿与下降沿小脉冲信号分别驱动变压器，使得其可工作在一三象限(可不接隔直电容)，对SiC MOSFET存在的体二极管进行优化设计。通过仿真与实验得到验证，该方案可以解决SiC MOSFET反向恢复产生的损耗问题，降低正向充电二极管的反向恢复损耗，维持稳定的SiC/GaN MOSFET导通电压;降低反向充电二极管的反向恢复损耗，维持稳定的SiC/GaN MOSFET导通电压;可以控制被驱动SiC/GaN MOSFET的导通和关断速度。
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