摘要：目的 解决两级式车载充电机后级 CLLC 谐振变换器输出滤波电容在启动时使电路中产生较大冲击电流的问题。方法 对传统的降频软启动和移相软启动控制策略在消除启动过程产生的冲击电流的不足进行分析，研究变换器在变频控制下的增益特性曲线，以及移相控制输出电压和有效占空比的非线性关系，提出一种先移相后降频的改进软启动策略。结果 仿真结果表明，改进的软启动策略消除了降频软启动策略启动瞬间存在的电流尖峰，抑制了移相软启动策略启动过程中存在的电流过冲。结论 改进的软启动策略结合了两种传统软启动策略的优点，能更好地消除启动过程中产生的冲击电流,启动效果更佳。

关键词：车载充电机；CLLC 谐振变换器；软启动；变频控制；移相控制

近年来，新能源电动汽车发展迅速，已经成为汽车市场上的主流。作为给电动汽车动力电池传输能量的充电装置，车载充电也成为了研究热点[1-8]。两级式车载充电机由前级功率因素校正电路和后级DC-DC变换环节组成，因其安全可靠、控制简单等特点成为市场主流。LLC谐振变换器由双有源桥拓扑与CLLC谐振回路组成，从 LLC 拓扑发展而来。变换器能够在整个负载范围内实现软开关，具有相对较小的关断损耗，且双向电路对称，可解决 LLC 谐振变换器有关正反向特性不一致的问题[4-7]。CLLC 谐振变换器原副边电气隔离，开关管电压应力较小，软开关特性好，适用于两级式车载充电机的后级 DC-DC 变换环节[8-10]。

CLLC 变换器属于谐振变换器,在启动过程中，面临着和 LLC 谐振变换器同样的冲击电流问题。谐振变换器为保证正常工作时输出端电压被钳位，其输出端滤波电容较大，同时若变换器在谐振频率下启动，其输入阻抗由于串联谐振也会变小，这就会产生很大的冲击电流，对电路中的功率开关管和谐振元件造成损害[11-13]。若是变换器在启动过程中不加控制，直接给电动汽车进行充电，则会损伤车载动力电池，影响使用寿命[14-17]。

传统软启动控制策略在启动时，变换器在几倍于谐振频率的高频条件下工作，再逐步降低至谐振频率，实现降频软启动[18]。传统降频软启动对变换器启动时的冲击电流有一定的抑制效果，但由于过谐振区域的频率变化对于 CLLC 谐振变换器电压增益的调节能力有限，因此仍然会存在较大的启动电流。而且启动瞬间依旧存在较大的电流尖峰[19-20]。为抑制谐振变换器启动瞬间产生的电流尖峰，文献[21-23]在传统降频软启动策略基础上，同时改变功率开关管的占空比，利用混合控制策略，优化了电流抑制效果。

传统移相软启动控制策略是通过调节移相值大小，控制功率开关管工作的有效占空比 D 从 0 开始线性增加，继而实现变换器从 0 电压增益开始平稳建立输出电压，传统移相软启动控制策略，可以消除CLLC 谐振变换器在启动过程初始时产生的电流尖峰，但启动过程中仍然存在冲击电流。文献[24]在传统的移相软启动控制策略基础上，优化了有效占空比 D 随时间 t 的上升曲线，使输出电压呈线性增加，快速平稳地建立起输出电压，消除了传统移相软启动策略启动前期产生的电流过冲，但启动过程后期不仅存在一定的冲击电流,还延长了启动时间。

为进一步优化变换器的启动效果，结合上述两种传统软启动控制策略的优点，本文提出一种先移相后降频的改进软启动控制策略，能在较短时间内完成启动过程，消除启动瞬间产生的电流尖峰，抑制启动过程中产生的电流过冲,充电电压和电流可快速平稳地上升至稳态工作值。

1  CLLC变换器启动过程分析

双向 CLLC 谐振变换器的电路结构见图1。图1中，Vin和 Vo分别为输入和输出电压，Q1—Q4和 Q5—Q8分别为原边和副边的开关管，其中开关管 Q1—Q4 构成原边一次侧全桥，Q5—Q8 构成副边二次侧全桥。Lr1、Cr1和Lr2、Cr2分别为原边和副边谐振电感、电容，Lm 为励磁电感， 高频变压器的匝数比为 n：1。

CLLC 谐振变换器启动时，需要先对输出端滤波电容 Co进行充电。为保证正常工作时输出端电压被钳位，在设计谐振变换器时，需将副边输出滤波电容 Co很大，这导致在实际启动时，需要先对大电容进行充电，但由于电容电压不能突变，因此该充电过程会在电路中产生较大的冲击电流 iCo。计算公式为

若 CLLC 变换器启动频率设置为谐振频率，谐振腔内的电容电感元件将会发生串联谐振，输入阻抗大幅度降低达到最低值，启动过程中的冲击电流将达到最大值，无软启动控制的谐振电流 iLr 工作波形见图2。

由图 2 可知，CLLC 谐振变换器稳定工作时谐振腔电流虽然不大，但在启动过程中，冲击电流非常大，谐振电流 iLr波形有非常明显的电流尖峰，其峰值超过 100 A，是稳态值 5 A的二十几倍，该冲击电流可能损坏电路中的功率器件或引发电路保护，若无软启动控制,变换器直接给车载动力电池充电，则可能损坏电池，影响使用寿命。

2  CLLC变换器软启动控制策略

2.1 降频软启动

CLLC 谐振变换器通常采用变频控制来调节其输出电压的大小，降频软启动是谐振变换器常用的软启动方式。在启动过程中，通过降低原边全桥功率开关管的工作频率，即可改变变换器的电压增益，快速平稳地建立起输出电压。

采用基波分析法对图 1 所示变换器电路进行简化分析，将原边一次侧全桥输入到谐振腔的方波电压作傅里叶变换，提取出谐振腔输入方波电压的基波成分，再将谐振腔副边参数折算到原边，得到 CLLC谐振变换器基波等效电路图，见图 3。

图 3 中，UAB、UCD 为谐振腔原、副边电压的基波分量，n 为变压器的变比，Req 为折算到原边后的等效负载。

由图 3 可得谐振网络传递函数为

分析基波等效模型可知，变频控制是通过调节谐振腔的等效阻抗，进而调节传递到副边的电压大小，实现电压增益的调节。对传递函数进行模值计算，变频控制的增益表达式为[25]

根据式（3）可以得到当 k=12.5，Q=0.12 时的 CLLC 谐振变换器增益特性曲线。具体见图 4。

由图 4 可知，变频控制欠谐振区域（fn<1），电压增益 M 从 0 到 1 不单调，无法实现软启动，而过谐振区域（fn>1）增益随频率变化不明显，2.5 倍谐振频率所对应的电压增益 M 也不为 0。由此可知,降频软启动很难在高频处实现从 0 电压增益开始上升到稳态值 1。文献[26]表明谐振变换器高频启动对冲击电流的抑制作用,在 1 倍到 2 倍谐振频率 fr 之间时，效果比较明显,随着开关频率继续上升，冲击电流的抑制效果变得十分有限。实际中的开关器件有频率范围限制,驱动电路及控制器也有速度限制，因而，降频软启动策略通常在启动过程的初始时刻,使变换器工作在 2 倍谐振频率 fr下，在启动过程中控制工作频率从高频处逐步降低至谐振频率 fr，从而达到软启动的目的。

2.2 移相软启动

CLLC 谐振变换器采用移相控制时的工作波形见图 5。定义驱动信号的有效占空比 D=ton/Ts，其中，Ts为开关周期，开关频率 f 等于谐振频率 fr。

移相控制下，变换器谐振电流的谐波分量增多，传统基波分析法会造成较大误差。文献[27]采用时域分析法对 CLLC 变换器进行时域建模，对移相控制下不同工作模式的时域等效电路,列写状态变量谐振电流 iLr、谐振电压 VCr 的微分方程组。由于电感电流和电容电压变化的连续性，以及在一个开关周期内，电路波形呈半周期对称，因此通过约束条件即可求解状态变量表达式的数值解，计算出变换器电压增益M 关于有效占空比 D 的特性曲线。具体见图 6。

由图 6 可知，变换器在移相控制下，随着有效占空比 D 值的增大而增加，增益 M 呈单调递增特性。变换器在启动时，占空比 D 为 0，所对应的电压增益 M 也为 0；当占空比 D 从 0 开始逐渐增加时，增益 M 同样从 0 开始上升。

移相软启动策略就是控制有效占空比 D 从 0 开始缓慢增加到 Dmax（约为 0.5），使电压增益 M 缓慢上升到稳态值 1，平稳地建立起输出电压，达到软启动的目的。由于变换器从电压增益 M 为 0 时开始启动，因此可消除启动瞬间产生的电流尖峰。

有效占空比 D 关于时间 t 的曲线会影响软启动的效果。常见的有两种变化方式，D1 占空比线性变化，D2占空比非线性变化。其变化见图 7。

由图 7 可知，启动时电压增益 M 相对于占空比 D 斜率较大，设计占空比 D 上升曲线较为平缓，缓解变换器启动前期增益 M 随占空比 D 变化过快引起的电流过冲。随着启动后期增益曲线斜率变小，设计占空比 D 上升曲线斜率变大，从而使输出电压可以平稳快速地建立。

传统移相软启动策略通过设计有效占空比 D 上升曲线，使其在启动过程中随时间 t 呈线性上升，其占空比 D 变化的表达式为

式（4）中：Dmax为变换器的额定占空比,tr为变换器启动时间。

在变换器的前期启动过程中，电压增益曲线斜率比较大，电压增益 M 随着占空比 D 值的增加迅速上升；D1占空比线性变化就会在启动前期产生一定的冲击电流。

为缓解电流冲击，解决电压增益 M 在启动前期增加过快的问题，实现理想情况下的电压增益 M 随时间 t 近似线性增加，输出电压电流也随时间 t 线性增大。文献[24]改变传统线性占空比变化的方式，将变换器启动前期占空比 D 上升的斜率变小，后期上升斜率加大，设计一种占空比 D 随时间 t 呈非线性形式变化的软启动策略，其占空比变化的表达式为

式（5）中：Dmax为变换器的额定占空比，a为变换器启动时间。

3  改进的软启动控制策略

降频软启动策略的启动时间短、输出电压上升快，因此在消除启动过程中的冲击电流方面,其有一定的效果，但在启动瞬间，变换器无法从增益为 0 时开始启动，启动瞬间存在无法消除的电流尖峰。移相软启动策略，控制有效占空比 D 从 0 开始缓慢增加，实现增益 M 从 0 开始上升，可以消除启动瞬间产生的电流尖峰，但由于增益和占空比呈非线性关系，占空比线性变化的移相软启动策略使变换器在启动过程中仍然存在电流过冲，而占空比非线性变化的移相软启动策略，要消除启动过程中的冲击电流，就要极大地延迟启动时间。

在两种传统软启动控制策略的基础上，提出改进型软启动策略，结合两种软启动控制策略的优点，采用先移相后降频的软启动控制策略。移相 - 降频软启动见图 8。

由图 8 可知，在 2 倍谐振频率 fr下进行移相软启动，控制有效占空比 D 按照式（5）方式增加，直到有效占空比 D 增大到 Dmax之后，再切换到降频软启动，从高频 2fr降至谐振频率 fr，完成整个软启动过程.。

4  仿真验证

为验证上述软启动控制策略的正确性和有效性，利用 MATLAB/Simulink 软件搭建了 CLLC 变换器控制系统模型，对上述分析的结果进行仿真验证。CLLC 变换器输入电压 Vin为 200 V，变压器变比为 n=2，仿真参数见表 1。

4.1 降频软启动的具体方案

启动时间设置为 0.5 ms，启动时占空比设置为最大占空比且保持不变，启动初始频率设置为 200 kHz，在启动过程中，逐步降低工作频率直至谐振频率 100 kHz，得到的降频软启动的仿真波形见图 9。

由图 9-a 可知，没有软启动过程的输出电压在达到稳态值之前，会有一个极高的超调电压，降频软启动策略消除了这个高达 180 V的超调电压。由图9-b 可知，启动过程中谐振电流的变化过程为：降频软启动策略可在 0.5 ms 内完成软启动过程，该方案启动时间短、实现简单，相较于无软启动过程，电流冲击抑制效果明显，但在启动瞬间，变换器以接近 0.5 的有效占空比启动，增益 M 在启动瞬间迅速上升，输出电压也快速上升，启动初始时仍然存在很大的电流尖峰。

4.2 移相软启动的具体方案

启动时间设置为 20 ms，启动频率设置为谐振频率 100 kHz，控制有效占空比 D 从 0 开始增加到最大占空比，得到的移相软启动的仿真波形见图 10。

由图 10-a 可知，占空比线性变化，输出电压在启动过程中呈非线性上升，且在启动初期上升较快。占空比非线性变化，使输出电压呈直线上升，输出电压建立更加平稳。由图 10-b、c 可知，移相软启动策略启动初期都能消除启动瞬间产生的电流尖峰，但无论是占空比线性变化，还是非线性变化，变换器在启动过程中依旧存在近 8 A的冲击电流。

4.3 移相-降频软启动的具体方案

启动时间设置为 11 ms，启动初始频率设置为 200 kHz，启动初始占空比 D 为 0。启动时间 0~0.01 s为移相软启动过程，从 0 开始缓慢增加到最大占空比；0.010~0.011 s为降频软启动过程，逐步降低工作频率直到谐振频率 100 kHz,得到的移相 - 降频软启动仿真波形见图 11。

由图 11 可知，输出电压呈线性上升，能平稳快速地到达稳态值 100 V，变换器启动瞬间没有产生电流尖峰，启动过程中没有电流过冲，能平稳上升至稳态谐振电流 5 A，对比传统软启动方案，改进后的软启动策略启动时间缩短，抑制冲击电流的效果更加明显。

5  小结

针对车载充电机后级 CLLC 谐振变换器在启动过程中，由于输出端大滤波电容的存在而产生的冲击电流问题，本文分析了变换器在变频控制和移相控制下的工作特性，进而对两种传统软启动控制策略的优点和不足展开研究，并在此基础上提出一种改进的软启动控制策略。仿真实验表明，移相 - 降频软启动控制策略能消除启动瞬间产生的电流尖峰与启动过程中产生的电流过冲，启动时间短,启动性能良好。

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