摘要：针对常规控制策略下两级式三电平储能变流器功率变化时快速性不足、直流母线电压鲁棒性差的问题，研究了一种基于微分平坦理论的新型控制策略。首先，在dq坐标系下建立两级式三电平储能变流器的数学模型，证明电池侧和网侧变换器均具备平坦特性；其次，根据微分平坦理论，分别对电池侧、网侧变换器,设计电压外环-电流内环微分平坦控制器和功率外环-电流内环微分平坦控制器，通过平坦输出规划状态变量参考轨迹，得到以前馈为主的控制变量，并设计误差反馈回路对内外扰动进行补偿，以提高系统的暂态能力和抗扰能力；最后,使用MATLAB/Simulink 仿真平台完成功率指令阶跃工况的验证，同时基于“MT6020HIL+MT038DSP”半实物实验平台,完成功率指令阶跃和电池电压突变2种工况的实验验证。仿真与半实物实验结果表明,与常规比例-积分控制相比：所提微分平坦控制策略在功率阶跃工况下响应时间缩短约65.8%~81.1%，直流母线电压波动幅度降低约60.5%~89.6%；在电池电压波动工况下，母线电压恢复时间缩短约61%，波动幅度降低约83%。该策略可有效提高系统的动态响应速度和直流母线电压鲁棒性，为储能系统高性能控制提供新的工程实用方法。

关键词：两级式储能变流器；三电平拓扑；微分平坦控制；并网控制；中性点平衡

在“双碳”愿景驱动下,构建含高比例可再生能源的新型电力系统是实现该目标的重要措施之一[1],但光伏与风电等新能源发电受自然条件制约,存在出力波动性强与供电连续性不足的固有缺陷[2-5]。在此背景下,储能系统凭借其功率柔性调度与实时动态补偿能力,实现了供需的动态匹配,显著缓解了新能源发电并网难题[6]。储能系统的核心是储能变流器(power conversion system,PCS),作为电池与电网间的能量交互枢纽,其动态调控能力直接决定发电系统的可靠稳定运行[7]。

当前PCS 主流结构中,单级式拓扑因仅含DC/AC单级转换单元,具有成本低、损耗小、控制器设计简单的特性;但其电压调节范围不足,难以适配低压电池簇在弱电网条件下的动态升压需求[8]。两级式PCS(由前级DC/DC 变换器与后级DC/AC变换器级联构成)的前级变换器可独立实现电池组的电压匹配,后级变换器则用于充放电切换、无功补偿及电网支撑,因其电压等级的灵活性,在高功率场合中得到了更广泛的应用[9]。

针对单级式和两级式储能变流器的非线性时变特性与多参数强耦合[10]特点,学者们尝试了许多不同的控制方法。对于单级式PCS拓扑结构:文献[11]提出一种超螺旋滑模控制,解决了储能变流器跟踪滞后及抖振幅度大的问题,但是当电网负荷波动时,抗干扰能力不足;文献[12-13]采用模型预测控制或有限控制集模型预测控制,来追踪电流参考值,提高了内环电流的动态响应,但控制设计过于复杂;文献[14]对三相逆变器设计了滑模控制,讨论参数选择问题,所提方法滑模控制鲁棒强,对特定参数不敏感,但是通信的延迟会导致动态响应不足,容易造成高频抖振;文献[15]针对功率外环设计了模糊比例- 积分(proportionalintegral,PI)控制,以减小充放电切换过程中的电压波动,但电流内环仍是常规的PI双闭环控制。对于两级式PCS拓扑结构:文献[16]设计了基于PI控制的双闭环控制,直流侧负责控制有功功率输出,交流侧维持母线电压和输出无功功率,但系统快速性和鲁棒性不足;文献[17]针对交流侧的电流环设计了PI和重复控制并联的复合控制,以有效抑制电网波动的干扰和并网电流谐波;文献[18]设计了降阶级联扩张状态观测器与互补滑模控制相结合的改进自抗扰控制,以减少暂态时直流母线电压波动,提高并网电能质量,不足之处是控制策略只改善外环的动态性能。微分平坦控制作为新型非线性系统控制策略,也逐渐应用在电力系统控制中:文献[19]针对Y型模块化多电平换流器低频侧及工频侧电流,设计了微分平坦控制,以提高系统的响应速度和鲁棒性;文献[20]针对六边形变换器设计了微分平坦控制,以提高控制目标切换时的快速性和稳定性。

目前,两级式三电平PCS控制策略大多以线性PI控制为主,该方法控制简单;但过于依赖线性化近似模型,动态解耦效果欠佳,对于两级式三电平PCS的非线性和强耦合特性,难以实现对功率指令的快速跟踪[21]和对直流母线电压波动的抑制。现有的微分平坦控制研究多聚焦于单级或结构相对统一的变换器,对于两级式这一级联结构的PCS在功率动态变化时的控制问题,仍存在显著的空白与挑战。针对上述不足,本研究根据微分平坦理论,针对两级式三电平PCS拓扑结构提出一种新型微分平坦控制策略,设计电池侧直流母线电压外环-电流内环微分平坦控制器(differential flatnessbased controller,DFBC)和网侧功率外环-电流内环DFBC。相较于常规PI控制,所提策略在功率动态响应速度、抑制功率耦合和直流母线电压波动等方面均呈现显著优势。

1 两级式PCS建模

两级式三电平储能变流器主电路如图1所示,前级DC/DC 变换器采用Buck-Boost两相并联交错结构,两相交错180°,可以有效提高系统的功率密度[22],减小电池电流纹波。后级双向DC/AC变换器为二极管钳位型三电平结构,采用恒功率控制。PCS运行时,通过有功指令的改变即可完成功率的双向流动。用电低谷时电网可将多余的能量经交流侧再到直流侧给储能电池充电,用电高峰时由储能电池向电网放电,平衡电力供需,填补功率缺额,实现电能高效利用,显著提高电网的稳定性和可靠性[23]。控制交流侧输出无功功率值,即可实现单位功率因数并网和无功补偿,支持电网的“削峰填谷”[24]。

图1中:ia、ib、ic 分别为网侧变换器A 相、B相、C相的输出电流;ua、ub、uc 分别为网侧变换器A 相、B 相、C 相输出电压;uga、ugb、ugc 分别为A 相、B 相、C 相的电网电压;usa、usb、usc 分别为变压器一次侧A相、B相、C相电压;L、C 分别为滤波器的电感值、电容值;R 为线路等效电阻参数;C1、C2 分别为上、下均压电容器,C1、C2 为两者的电容值;UC1、UC2 分别为上、下均压电容电压;Cdc 为直流母线电容值;Udc 为直流母线电压;L1、L2 为电池侧两相电感值,且满足L1=L2;IL1、IL2 为电池侧两相电感电流,为实现两相均流,IL1=IL2;Ubat 为储能电池电压;Ibat 为储能电池输出电流;Cd 为储能侧滤波电容值;O点为直流母线中性点。文中变量符号用下标a、b、c分别表示A相、B相、C相的相关参数。

定义变换器工作在电流连续导通模式[25](continuous conduction mode,CCM),两路元器件参数相同,变换器采用同步整流技术。同一相上桥臂和下桥臂开关管互补导通,设下桥臂开关管T1、T3 的占空比均相同,定义下桥臂开关管T1、T3 占空比为D,上桥臂开关管T2、T4 占空比为D',则有D+D'=1。

对于下文中书写的计算式,定义功率从储能电池流向电网的方向为参考正方向。

由图1可得两相交错并联Buck-Boost变换器的状态方程:

式中:IL 为两相并联交错拓扑中任意一相电感电流;PL 为交流侧负载功率;t 为时间。

同理,由图1可推导二极管钳位型三电平变换器abc 坐标系下的状态方程为

将式(2)转化为两相同步旋转dq 坐标系下,可得

式中:ud、uq 分别为网侧变换器输出电压的d、q 轴分量;isd、isq 分别为变压器一次侧电流的d、q 轴分量;usd、usq 分别为变压器一次侧电压的d、q 轴分量;ω 为电网角频率。文中变量符号用下标d、q 分别表示该变量的d、q 轴分量。

2 微分平坦原理与平坦性验证

2.1 微分平坦理论

微分平坦理论由Fliess于20世纪90年代提出,为非线性控制系统分析提供了结构化框架,现已被广泛应用于设计控制器和规划轨迹[26]。其核心思路是:

存在一非线性系统,其数学模型可表述为

若系统所有状态变量x 与所有输入变量u 均可找到1组输出变量y 及其有限阶导数显式

来表达[27],则称该系统为微分平坦系统,y 称为平坦输出[24]。式(4)、(5)中:f 为非线性函数;x为n 维状态变量;u 为m 维输入变量;m 、n 均为正整数,且n≥m ;ψx 为从平坦输出及其有限次导数到状态变量x 的映射函数;ψu 为从平坦输出及其有限次导数到输入变量u 的映射函数;i、j均为正整数。

基于此,控制器设计可分为两部分,如图2所示。

前馈参考轨迹[28]是通过数学模型得到期望平坦输出轨迹。在前馈轨迹的计算中,将系统状态变量间的耦合关系,以代数形式直接代入平坦变换公式中,公式中包含了系统状态变量之间的耦合关系及系统的非线性特性;所以,控制律的设计无需对系统进行局部线性化或近似解耦。前馈信号本身已经蕴含了系统变量间的耦合信息,从而在结构上保障了内在解耦性。并且前馈轨迹可在系统动态变化时,直接规划出平坦输出的理想轨迹及其各阶导数,通过平坦变换公式计算出所需的控制输入u* f 。这构成了控制信号的前馈主导部分,其在扰动发生时同步生成,进而解决了PI结构的响应滞后问题。理想情况下,前馈控制量即可作为系统的无偏差输入量,但针对模型偏差、外部干扰及内部损耗等实际因素,还需设计误差反馈补偿u*b 。本研究以实际输出y 与理想轨迹y* 的差值Δy 作为误差信号,利用PI控制器在Δy=0邻域内进行线性化动态补偿,并使得期望误差Δy* =0,生成补偿量u*b ,最终合成总输入控制量u* =u* f +u*b 。值得注意的是,反馈控制器无需承担主要的动态跟踪任务,其目标只为补偿前馈模型与实际对象之间的微小偏差。前馈通道承担了主要的动态跟踪任务,使得反馈回路的等效控制作用相对减弱,从而可降低系统性能对PI参数精度的依赖性,增强系统对参数摄动的鲁棒性。

2.2 平坦性证明

平坦性是指存在一组平坦输出,使得系统所有状态变量和控制输入均可由其代数表示。这是规划平坦控制器前馈轨迹的关键,验证系统是否具有平坦性,即判断系统的所有变量能否由输出变量及其有限阶导数代数表示,这直接关乎前馈轨迹设计的可行性;因此,需严格对电池侧、网侧变换器的平坦性进行证明。

2.2.1 电池侧变换器平坦性证明

电池侧双向变换器负责输出两相电流并提供稳定的直流母线电压,选取系统的平坦输出变量y=(y1,y2,y3)T=(IL1,IL2,Udc)T,系统状态变量x=(x1,x2)T=(IL1,IL2)T。考虑到两相下桥臂开关管占空比相同,且上下桥臂开关管互补导通,为减少控制量,将T1、T3 开关管占空比D1、D3 作为平坦输入变量,此时有u=(u1,u2)T=(D1,D3)T。

根据式(1),输入变量u 可由输出变量y1、y2表示为

网侧变换器采用恒功率控制,正常工作时可将网侧变换器视为恒功率电源,直流母线电容两侧功率满足

式中:Pbat 为储能电池输出功率;Pc 为网侧注入电网的有功功率。

由式(8)—(10)可得,电池侧系统状态变量x可由输出变量(直流母线电压Udc)表示,即

此时,状态变量和输入变量可完全由输出变量y 及其有限阶导数表示。根据式(5)可知,电池侧满足系统平坦性要求。

2.2.2 网侧变换器平坦性证明

按照上文所提的参考方向,当电网平衡运行时,电网注入交流侧的有功瞬时功率P 和无功瞬时功率Q 分别为:

由式(13)可计算出网侧电流d、q 轴分量与功率的关系式为:

网侧双向变换器采用恒功率控制,选取系统平坦输出变量y=(y1,y2)T=(isd,isq)T,又有系统的状态变量x=(x1,x2)T=(isd,isq)T,系统平坦输入变量u=(u1,u2)T=(usd,usq)T,则状态变量x 可由输出变量y 表示为

同理,输入变量u 可由输出变量y 表示为:

此时,状态变量和输入变量可完全由输入变量y 及其有限阶导数表示。根据式(5)可知,网侧变换器满足系统平坦性要求。

3 系统控制器设计

3.1 电池侧变换器DFBC设计

3.1.1 电压外环DFBC设计

首先选取平坦输出量的参考轨迹作为控制器理想输出,假设控制器能完全跟踪参考轨迹。由于两相电路参数完全对称且采用相同的控制律,两相电流前馈参考值满足I*L1,f=I*L2,f。根据式(11)可得到电压外环总电流前馈参考值,即

式中:I*bat,f 为储能电池电流前馈参考值;I*L1,f、I*L2,f 为两相电流前馈参考值。文中变量符号用上标*表示该变量的参考值,用下标f表示该变量的前馈值。

令母线电压偏差量ΔUdc=U*dc-Udc,为补偿系统扰动,总电流的误差反馈参考值

式中:kp1、ki1 为PI控制器参数;s 为复频域变量。文中变量符号用下标b表示该变量的反馈值。

为消除母线电压误差,令其参考值ΔU*dc=0,则DFBC电压外环控制器输出的电流参考值及两相电流内环参考值分别为:

3.1.2 电流内环DFBC设计

根据式(6)、(7),电流内环T1、T3 开关管D1、D3 占空比的前馈参考值分别为:

可得到DFBC 两相电流内环控制器输出的占空比参考值分别为:

3.2 网侧变换器DFBC设计

3.2.1 功率外环DFBC设计

前馈控制量作为平坦控制器的主导控制量,误差反馈仅作为补偿值。根据式(14)可得到功率外环前馈参考值:

同理也可得出无功功率内环传递函数。式(32)表明,电流内环平坦控制器可很好地跟踪期望参考轨迹,并且控制器能对d 轴电流与q 轴电流进行独立解耦合控制。

3.3 中性点电位平衡控制

电池侧平坦控制器在控制层面维持直流母线电压稳定的基础下,对于后级中性点钳位型三电平拓扑固有的中性点电位偏移问题,还需在调制层面加以控制。为保障系统的平稳运行,这里的中性点电位平衡控制仅作为维持中性点电位稳定的辅助手段,对此本研究采用冗余小矢量分配法。鉴于文献[29]已详细描述了如何分配正负小矢量作用时间维持母线电压平衡,下面仅以A 相桥臂为例,简要分析控制原理,如图3所示。

中性点电位的波动本质上是由直流侧上、下均压电容的电荷(或电压)不均衡所致。这种不均衡的直接原因,是流过中性点的电流Iop 对上、下电容进行了不均衡的充放电。当A 相输出零电平时,负载电流将流经由钳位二极管和开关管构成的通路,从而形成中性点电流Iop。根据基尔霍夫电流定律(KCL),此电流Iop 必然由上、下均压电容电流IC1、IC2 的差值所决定,打破了两电容电流的自然平衡,导致一个电容充电而另一个放电,引发中性点电压偏离其平衡值。

流过上、下均压电容器C1、C2(电容值C1=C2)的电流可表示为:

式(35)表明,可以通过控制Iop 直接控制直流母线电压波动ΔU。

钳位型三电平拓扑结构中,三相中每一相电压都有3种换流过程,逆变器输出为正电平、零电平、负电平。而33=27种基本电压矢量可分为零矢量、小矢量、中矢量和大矢量。大矢量对应的中性点电流为零;中矢量虽然对中性点电流有影响,但是其占空比是由空间矢量脉冲宽度调制(space vector pulse width modulation,SVPWM)计算而来,无法调整;只有正负小矢量所对应的开关状态产生的中性点电流方向相反:因此,可以通过调整正负小矢量在1个开关周期的作用时长,来控制Iop 的大小,进而控制直流母线电压Udc 的稳定。

综上所述,本研究的两级式三电平PCS微分平坦控制框图如图4 所示,图中PLL 为锁相环(phase locked loop),θ 为PLL输出的电网电压相位角。

4 仿真和实验分析

4.1 仿真验证分析

为验证本研究控制策略的有效性,搭建了基于MATLAB/Simulink仿真平台的两级式三电平储能变流器仿真模型,仿真步长设置为1 μs,PCS输出电压Uout 为690 V,开关频率f 为20 kHz。为确保对比的公平性,并突出DFBC控制策略在控制结构上的优势,在相同电路模型参数下,本文所提DFBC中的误差反馈PI补偿器参数,采用了常规PI控制下PCS控制器参数。常规PI控制参数采用经典双闭环设计方法整定,并通过仿真进行优化。优化后的控制器参数和主电路拓扑结构参数分别见表1、表2。

为验证该中性点电位平衡控制策略的有效性,设置仿真时长为1s,直流母线电容电压初值为1500V,上下均压电容电压初值均为750V。图5和图6分别展出了DFBC控制下PCS未加入、加入中性点电位平衡控制时,直流母线上电容电压UC1、下电容电压UC2 的波形情况。

由图5可见,未加入中性点电位控制时:t=0.65s之前,两电容电压偏差波动幅值约为5 V,尚处于相对稳定状态;t=0.65s后,电容电压失衡,偏差迅速增大,并在t=0.7 s时中性点电位完全失稳。相比之下,由图6可见,加入了基于冗余小矢量的中性点电位平衡控制后,上下均压电容电压始终稳定在750V 附近,波动幅值也被抑制在0.5V以内,中性点并未出现电位失衡。图5和图6表明该控制策略能够有效维持直流母线中性点电位的动态平衡,为PCS的可靠运行提供了重要保障。

功率跟踪仿真总时长设置为0.50s,分别设置了3次功率指令阶跃工况:在t=0.15s时有功功率指令增加,在t=0.20s时有功功率指令减小,在t=0.25s时有功、无功功率同时变化。在t=0.15s、0.20s时PCS工作在逆变状态,验证系统有功功率增加、减少时的响应情况,此时功率方向为由储能电池流向电网;t=0.25 s时PCS工作在整流状态,验证系统充放电模式切换时的响应情况,此时功率方向为由电网流向储能电池。突变设定值见表3。

为验证本文所提DFBC控制在功率响应速度、解耦合效果,以及减小直流母线电压波动等方面的优越性,将DFBC 控制与PI控制进行了对比分析。2种控制策略下的功率响应曲线如图7、图8所示,直流母线电压响应曲线如图9所示。

分析图7可知,DFBC 控制策略较常规PI控制呈现显著优势。在逆变状态的2次有功功率突变时,PI控制功率波形均发生了显著超调,然后才能回到稳态,而DFBC控制下功率波形过渡平滑,超调量显著减小,并且调节时间明显小于PI控制;在第3次功率流向切换时,PI控制下仍然发生了功率超调,DFBC控制依旧保持平滑过渡,实现了PCS的精准、快速流向切换。

为实现单位功率因数并网与无功补偿,PCS无功功率初始设定为0,系统在t=0.25 s发生20kvar阶跃变化(见表3)。分析图8可知:①在t=0.15 s、0.20 s时,有功功率发生突变,同一时刻无功功率也有明显变化,说明有功功率对无功功率有显著耦合效应。对比2次有功功率增减指令下的无功功率响应情况可知,PI控制下PCS输出的无功功率有明显波动,且出现超调波峰,而DFBC控制下无功功率波动幅度更小,未出现明显超调。这表明所提策略的抑制效果更佳且调节时间更短。②在t=0.25 s发生无功功率突变工况下,DFBC控制下基本无超调量,过渡时间也更短。

为验证DFBC策略下PCS电能输出质量,系统处于逆变状态,此时输出有功功率为200 kW、无功功率为0,对网侧变换器输出的并网电流进行了3个周期的傅里叶对比分析,结果如图10所示。常规PI控制并网电流总谐波畸变率(THD)达0.90%,DFBC 控制并网电流总谐波畸变率(THD)为0.23%。总谐波畸变率降幅达到74%,表明基于DFBC控制下的PCS输出电能质量更优。

图11展示了t=0.35~0.50s系统处于整流状态时,2种不同控制下电池侧总电流纹波情况。在PI控制下,电流纹波幅值较大,其波动范围约为2.5A;而采用DFBC控制后,电流纹波得到了显著抑制,波动范围缩小至1.5A。可知,DFBC控制下直流纹波也更小。仿真实验证实,DFBC策略下的谐波含量更少,储能系统具备更优质的电能输出能力。

4.2 实验验证分析

为进一步检验DFBC 控制策略的优越性及有效性,采用半实物实验方法对常规PI 控制与DFBC控制策略进行了对比实验。硬件方面采用“MT6020HIL+MT038DSP”实验平台,控制算法方面则采用TMS320F28388D 处理器实现对所研对象的实时闭环调控。

4.2.1 功率指令阶跃实验分析

图12展示了PI控制和DFBC控制策略下PCS在有功、无功功率指令阶跃变化时,系统d 轴、q轴输出电流波形响应情况。功率突变指令见表3。以下通过分析d 轴、q 轴输出电流,从而间接分析系统功率响应。

对图12(a)、(b)、(d)、(e)中系统处于逆变状态时PCS,分析d轴输出电流可知:①在有功功率由100kW 突变至200kW 时,PI控制下d轴电流的超调量为29A,调节时间为6.3 ms;而相同工况下,DFBC控制超调较小,且1.3ms完成调节。②在有功功率由200kW 减小至150kW 过程中,PI控制下d轴电流存在4A 超调量和3.7ms调节时间;而相同工况下,DFBC优化控制基本无超调,调节时间缩短至0.7ms。

观察q轴电流发现,d轴电流的阶跃变化通过交叉耦合引起了q轴电流的波动,这是功率耦合效应的典型表现。在PI控制下,在有功功率增大、减小工况,有功功率变化给q 轴电流分别造成了7A、5.4A的超调,并需要1.7ms、1.3ms才能恢复至稳态;而DFBC控制下,有功功率增大时d 轴电流只有4.2A的超调和1.7ms的调节时间,在有功功率减小了50kW 时,DFBC控制对q轴电流波动抑制更加明显,波形平稳没有产生超调。

以上表明DFBC控制中,d、q 轴前馈轨迹在精准跟踪理想输出时,误差反馈也有效补偿了功率耦合时带来的波动。系统从逆变状态切换为整流状态时,在由向电网提供150kW 有功功率变为向电网吸收200kW,无功功率从0变为释放20 kvar的过程中,系统的功率变化由图12(c)、(f)所示。此过程,PI控制下的d 轴电流需7.3ms过渡时间并产生65A的超调电流才能达到稳态,q 轴电流也要1.3ms调节并产生4A的超调量;而DFBC控制下,d轴电流过渡过程平滑无超调,并且在2.5ms内即可迅速完成充放电切换,q轴电流调节时间也被缩短至0.3ms。实验表明,所提DFBC控制策略使d轴电流动态响应速度提升65.8%~81.1%,并且具有更好的解耦合效果。

图13展示了在PI控制和DFBC控制策略下,PCS在有功、无功功率突变工况中直流母线电压和网侧输出电压、电流(以A相为例)的波动情况。

分析图13(a)、(b)、(d)、(e)可知,系统在逆变状态发生有功功率增大、减小阶跃突变时:PI控制下的直流母线电压分别出现137V、61V的超调,恢复至1500V 稳态值的耗时分别达25ms、22ms;而DFBC 策略分别将电压超调抑制至21V、18V,调节时间分别缩减至18ms、11ms。尽管DFBC控制下直流母线电压的超调量,一部分是因为有功功率指令的阶跃变化导致直流母线电压前馈轨迹的瞬时改变,且需经误差反馈补偿逐渐回到稳态值;但实验结果仍然表明,相较于PI控制,DFBC策略可将直流母线电压波动幅度降低60.5%~89.6%。

在有功、无功功率突变,系统切换为整流状态时,2种控制下的直流母线电压由图13(c)、(f)所示。DFBC控制下直流母线电压先经过短暂上升后迅速下降,然后回归稳态值,原因是功率指令流向改变了母线电压前馈轨迹,误差反馈回路中PI控制器无法及时跟踪理想输出值导致滞后响应,并在上下两侧出现先后波峰。在这种情况下,DFBC控制将PI控制中出现的电压超调量231V 抑制至24V 和21V,调节时间缩减至28ms,加速了暂态收敛。由实验结果可知,能量流向切换时,DFBC控制下系统的快速性更好,母线电压波动更小。

进一步分析可知,DFBC控制通过前馈机制提前响应功率指令变化,有效平抑了因功率突变引起的直流侧能量失衡,从而显著降低电压超调。其在动态过程中协调前馈与反馈回路,增强系统功率变换的适应能力,这不仅提升了电压稳定性,也为直流母线电压控制提供了有效解决方案,具有一定的工程应用前景。

4.2.2 电池电压突变实验分析

储能变流器处于逆变状态,此时PCS向电网输出有功功率200kW、吸收无功功率20kvar。电池电压突变工况初值设为600V,t=0.10s时下降为480V,t=0.15s时上升至720V。

图14展示了在PI控制和DFBC控制策略下,电池电压波动幅值在±20%以内时,PCS系统直流母线电压波动情况以及网侧输出电压、电流(以A相为例)波形。

电池电压的突变会直接影响储能变流器直流母线电压的稳定性,进而威胁网侧变换器的正常工作。由图14(a)、(b)可知,当电池电压600V突降20%至480V时:采用PI控制,PCS的直流母线电压降至1476V,需18ms恢复至稳态值1500V;而DFBC控制策略下,PCS仅需7ms即可将扰动抑制至稳态,母线电压波动幅值约为4V。由图14(c)、(d)可知,当电池电压突升至720V时:PI控制下的母线电压超调量达41V,恢复时间为21ms;DFBC控制策略则将超调量抑制为7V,恢复时间缩短至8 ms。实验表明,基于微分平坦理论设计的电池侧双环控制器,可显著增强前级DC/DC变换器的动态鲁棒性,使母线电压恢复时间缩短约61%,波动幅度降低约83%,有效保障直流母线电压的稳定性。

图15展示了PCS在PI控制和DFBC控制策略下系统d轴、q轴输出电流波形情况。

根据图15(a)、(b)所示,在电池电压突降工况下,2种控制策略中电网侧q轴电流均保持稳定,而d 轴电流响应存在明显差异。PI控制下,d轴电流在电池电压跌落瞬间出现暂态下降,随后恢复至稳态值119A,波动幅度约为0.3A;而DFBC控制策略下,d轴电流则未出现显著波动。

进一步分析图15(c)、(d)可知,当电池电压突升时,2种控制下电网侧q轴电流仍保持平稳。观察d 轴电流可知,PI控制对应的d 轴电流波动幅度增至约0.5A,而DFBC 控制策略下的d轴电流依然无明显变化。实验结果表明,基于微分平坦的控制策略在系统输出功率的鲁棒性方面表现更优。

5 结论

针对两级式三电平PCS在功率变化时快速性不足,以及直流母线电压鲁棒性差的问题,将微分平坦控制策略运用到两级式三电平PCS拓扑结构中,对电池侧和网侧双向变换器分别设计了以前馈参考轨迹为主导、误差反馈为补偿的DFBC。经仿真和实验,通过与PI控制的对比分析,得出以下结论:所提出控制策略可有效解决功率变化时系统响应快速性不足的问题,显著提升功率动态跟踪速度;同时,在电池电压突变等扰动下,该策略可增强对直流母线电压的稳定能力,提高系统的鲁棒性;此外,该策略还可降低并网电流谐波含量,减少直流侧电流纹波,并具有较好的解耦合能力。

需要说明的是,对于不平衡电网条件下,仍需进一步的仿真与实验研究。未来研究将重点围绕不平衡电网条件下的微分平坦控制策略展开,以验证该策略在复杂电网工况下的适应性和优越性。

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